Codage de la métasurface anisotrope avec rayonnement intégré réglable à large bande et performances à faible diffusion

Contexte

Les métasurfaces électromagnétiques (EM) (EMMS), artificiellement construites par des particules de sous-longueur d'onde périodiques ou quasi-périodiques, sont désignées comme une version de surface de métamatériaux tridimensionnels [1, 2]. En raison de structures compactes, d'un profil bas, d'une bonne forme conforme, d'un faible coût et d'une fabrication facile, les EMMS ont été largement étudiés et conçus pour manipuler les ondes EM [3,4,5,6,7,8,9], telles que polarisation, amplitude et phase.

En particulier, les EMMS anisotropes sont plus prêts à atteindre un certain nombre de caractéristiques intéressantes impossibles avec les isotropes dans certaines occasions. Pour l'ingénierie de la polarisation, en utilisant des particules anisotropes pour construire des EMMS de conversion de polarisation réfléchissante ou transmissive, on peut presque réaliser des polarisations arbitraires d'une polarisation spécifique, telle qu'une polarisation linéaire à une polarisation linéaire [10,11,12,13], une polarisation linéaire à une polarisation circulaire [14,15,16], de polarisation circulaire à polarisation circulaire [17, 18], et ainsi de suite. Les antennes à polarisation circulaire, les dispositifs de contrôle de la polarisation et la réduction de la section efficace radar (RCSR) peuvent également être accomplis sur la base de la manipulation de la polarisation. L'absorption est une méthode courante pour la manipulation d'amplitude. En changeant les orientations relatives des écarts ou les décalages des centres voisins des résonateurs multicouches anisotropes à anneau fendu [19,20,21], on peut régler les interactions en champ proche entre eux. Par ce moyen, une faible réflexion et une faible transmission peuvent être obtenues simultanément pour obtenir une absorption parfaite. En ce qui concerne la manipulation de phase, en concevant délicatement la géométrie des particules de sous-longueur d'onde de l'EMMS, des discontinuités de phase communiquées à travers la surface réfléchie ou transmise peuvent être obtenues. Ainsi, de nombreux dispositifs EM fascinants, tels que les lentilles de métasurface [22, 23], les hologrammes de métasurface [24, 25], le masquage invisible [6], la manipulation de spin-orbite [26, 27] et d'autres interfaces fonctionnelles [28, 29 ,30,31], peut alors être réalisé.

Récemment, le codage des EMMS a attiré l'attention en tant qu'autre paradigme pour manipuler la propagation des ondes EM [32,33,34,35]. Les « bits codés » sont représentés par des particules constitutives avec des réponses de phase différentes. Prenons l'exemple de l'EMMS 1 bit, les éléments codés « 0 » et « 1 » sont imités par des structures constitutives avec un déphasage de 0° et 180°, respectivement. Grâce à un certain mélange spatial de ces éléments codés, des EMMS à 2 bits, 3 bits et multi-bits peuvent être réalisés par la suite [36,37,38]. Avec les exigences multifonctionnelles et d'accord des dispositifs EM, des composants commutables et du matériel de matrice de portes programmable sur site sont inclus dans le codage de la conception EMMS. Ainsi, des EMMS reconfigurables [39] et programmables [40] sont alors obtenus. Sur la base du concept de «codage» susmentionné, un EMMS 0 bit, composé d'un seul type d'éléments anisotropes, peut être utilisé pour réaliser une conversion de polarisation [39], tandis que des EMMS multibit codés par des algorithmes d'optimisation peuvent être utilisés pour manipuler la diffusion par diffusion performance, réalisant ainsi le RCSR [39].

De toute évidence, les conceptions EMMS susmentionnées se consacrent principalement à l'étude des performances de diffusion pour l'onde EM entrante. En fait, s'ils sont alimentés de manière appropriée, les EMMS eux-mêmes peuvent agir comme des antennes pour émettre des ondes EM [41,42,43,44,45,46]. De plus, à la connaissance des auteurs, les concepts de « codage » se concentrent principalement sur l'évaluation de la diffusion, mais ne sont pas inclus dans les performances de rayonnement. Dans cet article, l'EMMS proposé implique simultanément un rayonnement à large bande et des performances de faible diffusion. L'EMMS est composé d'éléments anisotropes, qui possèdent des phases opposées sous x - et y -incidence polarisée. Ces éléments anisotropes sont codés comme « 0 » et « 1 », puis arrangés dans une certaine séquence optimisée par l'algorithme de recuit simulé (SAA). Sur la base de la théorie du réseau d'antennes [47], des structures d'alimentation appropriées sont ajoutées aux éléments de codage « 0 » et « 1 » pour obtenir les performances de rayonnement souhaitées. Si les éléments « 0 » et « 1 » sont alimentés avec la même amplitude et la même phase, un rayonnement à polarisation linéaire (LP) peut être obtenu. Alors que si les éléments « 0 » et « 1 » sont alimentés avec la même amplitude mais avec une différence de phase de 90°, un rayonnement de polarisation circulaire gauche ou droite (L/RHCP) peut être obtenu. Pendant ce temps, la disposition optimisée de l'EMMS se traduit par des performances de diffusion à large bande pour l'onde EM entrante, ce qui est à l'avantage du RCSR bistatique. La simulation et la mesure prouvent que notre méthode offre une stratégie simple, flexible et ingénieuse pour la conception EMMS avec un rayonnement à large bande intégré et de faibles performances de diffusion.

Méthodes

La figure 1 représente la géométrie détaillée du codage EMMS et les éléments anisotropes constitutifs. Deux couches diélectriques FR2 (constante diélectrique de 2,65, tangente de perte de 0,002) sont utilisées comme substrats, notées substrat1 et substrat2. Les deux couches diélectriques sont empilées étroitement et à plat sans aucun espace d'air entre elles. Les épaisseurs des substrats de haut en bas sont respectivement de 3 mm et 0,5 mm. 4 × 4 patchs métalliques en forme de nœud papillon sont gravés sur la surface supérieure du substrat1 mesurant 36 × 36 mm ² (égal à 0,66λ ₀ × 0,66λ ₀ à 5,5 GHz). La plaque de masse métallique avec une fente aussi fine que possible (longueur de 15,5 mm, largeur de 0,2 mm) est gravée sur la surface inférieure du substrat2 pour assurer une réflexion absolue. Apparemment, les propriétés EM d'un tel élément anisotrope résident dans son agencement physique. Sur la base du concept de « codage », l'élément anisotrope représenté sur la figure 1b est nommé « 1 », tandis que son homologue (rotation de 90° autour de z -axis) est noté « 0 ». La mise en page de l'EMMS finalement proposé est optimisée par SAA, qui est une méthode de recherche locale. La figure 1d montre l'organigramme du SAA pour obtenir la matrice de codage optimale. Cela commence par une solution initiale qui est modifiée aléatoirement dans un processus itératif. Les principaux paramètres de SAA impliquent la température initiale T , le taux dégressif α de chaque processus d'itération, la température finale Tf , le nombre d'itérations I , et la fonction de mérite. Dans notre modèle, nous définissons une matrice de codage initiale avec un nombre égal de « 0 » et « 1 ». Il est ensuite mis à niveau en modifiant les positions d'une paire arbitraire de « 0 » et « 1 ». Les paramètres T , α , Tf , et Je sont définis sur 100, 0,9, 0 et 1000, respectivement. Pour des performances RCS faibles, une bonne diffusion par diffusion est attendue. Ainsi, notre objectif est de trouver la matrice de codage optimale (M _meilleur ) conduisant à un motif de diffusion souhaité avec la plus petite valeur maximale. Ainsi, le problème est un problème min-max dans lequel la fonction de mérite peut être exprimée sous la forme F (M _meilleur ) = min(AF_max ), où AF_max est la valeur maximale de AF correspondant à une matrice de codage donnée. La matrice de codage optimale correspond au minimum AF_max , ce qui conduirait à une performance de diffusion par diffusion parfaite. Généralement, plus la taille du réseau est grande, meilleure est la diffusion par diffusion que nous obtenons. Ici, nous choisissons un tableau composé de 4 × 4 éléments (M =N =4). Enfin, la matrice de codage optimale est représentée sur la figure 1a. Sauf indication contraire, toutes les simulations de l'analyse suivante sont effectuées à l'aide du logiciel de simulation commercial Ansoft HFSS v.14.0.

Codage de l'EMMS et de son élément anisotrope constitutif. un Le codage EMMS se compose de 4 × 4 morceaux d'éléments anisotropes. Les numéros des éléments « 0 » et « 1 » sont les mêmes. Géométrie schématique de l'élément "1" anisotrope (b ) et élément « 0 » (c ) (un =9 mm, l =6 mm, m =1 mm, h 1 =3 mm, h 2 =0,5 mm). d Organigramme du SAA pour trouver la matrice de codage optimale

Pour le cas du rayonnement, une excitation de port localisée et une limite de rayonnement sont appliquées sur l'élément anisotrope. Un SMA 50-Ω est connecté au patch rectangulaire extrêmement mince (longueur de 13 mm, largeur de 1,3 mm) à travers un petit trou dans le substrat2 pour l'adaptation d'impédance. La fente dans le sol métallique prend alors effet en couplant l'énergie à l'EMMS anisotrope supérieur pour rayonner l'onde LP EM. Le coefficient de réflexion S₁₁ et les diagrammes de rayonnement sont tracés sur la figure 2. Comme cela est clairement observé, la bande passante pour l'adaptation d'impédance de − 10 dB est obtenue de 5 GHz à 6 GHz, ce qui implique une bande passante relative de 18,2%. Un gain de visée stable variant de 6,97 dBi à 7,86 dBi est obtenu sur la bande passante d'impédance. Pendant ce temps, des profils de rayonnement normaux et symétriques sont observés dans la direction transversale pour les plans xoz- (E-) et yoz- (H-), comme le montre clairement la figure 2b–d.

Propriétés de rayonnement de l'élément anisotrope avec excitation localisée du port. un Coefficient de réflexion S₁₁ et gain de visée par rapport à la fréquence. Diagrammes de rayonnement 2D à b xoz- (E-) et c plan yoz- (H-). d Diagrammes de rayonnement 3D à 5,35, 5,5 et 5,75 GHz (de gauche à droite)

Pour donner un aperçu physique du mécanisme de fonctionnement, le courant de surface modal de l'élément anisotrope à 5,35 GHz et 5,75 GHz est tracé sur les Fig. 3a et b. Notez que les simulations effectuées dans cette section ont été réalisées en utilisant FEKO 7.0. Comme clairement montré, le courant de surface du mode 1 et du mode 2 se distribue principalement sur les patchs médians, ce qui peut entraîner un rayonnement transversal, tandis que celui des modes 3 et 4 indésirables se distribue principalement sur les patchs de bord, ce qui peut entraîner des radiations nulles dans le bordée. De plus, le courant de surface du mode 1 et du mode 3 circule le long du y -axe, tandis que celui des modes 2 et 4 s'écoule le long de l'x -axe. En outre, les significations modales calculées des quatre premiers modes caractéristiques de l'élément anisotrope avec et sans métasurface sont illustrées sur les figures 4a et b. Nous pouvons dire à partir de la figure 4b que lorsque la métasurface est appliquée sur l'élément, le mode 1 et le mode 2 résonnent à 5,32 GHz et 5,72 GHz dans la bande de fonctionnement souhaitée, avec l'une de leurs significations modales approchant l'unité. Ainsi, le mode 1 et le mode 2 sont les paires de modes orthogonaux fondamentaux pour générer les diagrammes de rayonnement large bande et large.

Courant de surface modal du mode 1, mode 2, mode 3 et mode 4. a 5.35 GHz et b 5.75 GHz

Signification modale de l'élément anisotrope avec (a ) et sans (b ) métasurface en forme de nœud papillon

Pour le cas de la diffusion, l'excitation du port de floquet et les limites maître/esclave sont mises en œuvre sur l'élément anisotrope pour exploiter les caractéristiques de réflexion. Comme le montre la figure 5, un seul point de phase de réflexion 0° apparaît à 9,38 GHz pour l'élément « 1 », tandis que les deux points de phase de réflexion 0° apparaissent à 4,75  GHz et 17,52 GHz pour l'élément « 0 ». Ainsi, une différence de phase de réflexion effective est créée entre les éléments « 0 » et « 1 », comme indiqué dans la partie gris foncé de la figure 5a. Pendant ce temps, les amplitudes de réflexion montrées sur la figure 5b se maintiennent près de 1 à 2~18 GHz pour les deux éléments. Il convient de noter qu'une zone creuse pour la réponse en amplitude de réflexion est observée autour de la bande de travail (5~6 GHz) de l'élément « 0 ». Ceci est attribué au fait qu'une partie de l'énergie co-polarisée est absorbée par la structure d'alimentation. Pourtant, l'annulation d'énergie [47] peut être bien obtenue dans un haut débit. Par conséquent, on peut s'attendre à un RCSR à large bande.

Caractéristiques de réflexion de l'élément anisotrope avec excitation de l'orifice de floquet. un Phases de réflexion et différence de phase entre les éléments « 0 » et « 1 ». b Ampleurs de réflexion

Résultats et discussion

Dans un certain sens, le processus de diffusion peut être compris en transformant la réflexion des ondes électromagnétiques en processus de re-rayonnement. Par conséquent, pour un M × N Réseau EMMS, le principe de fonctionnement pour les cas de rayonnement et de diffusion peut être interprété par la théorie des réseaux standard [47] :

où EP est la fonction de motif d'un seul élément, AF est le facteur de tableau, k est le nombre d'onde, Δx et Δy sont la distance entre les éléments adjacents le long de x - et y -directions, respectivement, ϕ (m , n ) est la phase du (m , n ) élément, et θ et φ sont l'angle d'élévation et d'azimut d'une incidence. Pour simplifier, les indices de E _rtotal et E _total dans l'analyse suivante, indiquez les cas de rayonnement et de diffusion, respectivement.

Pour le cas du rayonnement, tous les éléments anisotropes agissent comme des radiateurs lorsqu'ils sont alimentés de manière appropriée. Naturellement, les éléments « 0 » et « 1 » produiraient deux champs électriques polarisés orthogonalement, à savoir EP_'0' ⊥ EP_'1' . Ensuite, la polarisation de l'onde EM rayonnée par l'EMMS dépend de l'amplitude et de la phase des sources d'alimentation. En supposant que la puissance d'entrée de chaque élément est égale, on aurait |EP_'0' | = |EP_'1' |. ϕ (m , n ) représenterait la phase d'entrée des sources d'alimentation. Par conséquent, le long de la direction normale avec (θ , φ ) = (0 ^∘ , 0 ^∘ ), Éq. (1) serait simplifié comme \( {E}_{\mathrm{rtotal}}=8\left({\mathrm{EP}}_{\hbox{'}0\hbox{'}}{e}^ {j{\phi}_{\hbox{'}0\hbox{'}}}+{\mathrm{EP}}_{\hbox{'}1\hbox{'}}{e}^{j{ \phi}_{\hbox{'}1\hbox{'}}}\right) \) pour l'EMMS proposé. Si ϕ _'0' − ϕ _'1' = 0 ^° ou ± 180 ^° , le rayonnement total serait LP dans les plans diagonaux. Si ϕ _'0' a 90 ° d'avance sur ϕ _'1' , le champ rayonné total serait RHCP. Sinon, si ϕ _'0' tombe à 90° derrière ϕ _'1' , un rayonnement LHCP serait généré. Pour résumer, la polarisation du champ rayonné de l'EMMS peut être ajustée à volonté en contrôlant les phases d'entrée des éléments "0" et "1".

Par souci de concision, seuls deux cas représentatifs sont impliqués dans l'analyse qui suit. Tous les éléments « 0 » et « 1 » sont alimentés avec une puissance égale dans les deux cas. D'une part, en termes de ϕ _'0' = ϕ _'1' = 0 ^° , les performances de rayonnement BP sont obtenues comme illustré sur la Fig. 6. Une bonne adaptation d'impédance est obtenue de 4,97 GHz à 6,05 GHz (19,6 % de bande passante relative), tandis que le gain dans le sens normal varie de 12,6 dBi à 17,38 dBi dans la bande de fonctionnement. Des diagrammes de rayonnement symétriques sont observés dans la direction transversale pour les plans E et H, comme le montre clairement la figure 6b. Par contre, lorsque ϕ _'1' − ϕ _'0' = 90 ^° , le rayonnement RHCP est observé comme prévu. Comme le montre la figure 7, la bande passante pour S₁₁ <− 10 dB et 3 dB de bande passante à rapport axial (ARBW) est de 4,97~6 GHz et 5,22~6 GHz, respectivement. La bande passante commune pour S₁₁ <− 10 dB et 3 dB ARBW est de 5,22 GHz à 6 GHz (13,9% de bande passante relative), avec un gain de visée variant de 13,16 dBi à 15,8 dBi. De même, des profils de rayonnement symétrique, large et normal sont observés dans les diagrammes de rayonnement 3D à 5,35, 5,5 et 5,75 GHz.

Propriétés de rayonnement linéaire de l'EMMS avec « 0 » et « 1 » alimentés avec une amplitude et une phase égales. un Coefficient de réflexion S₁₁ et gain de visée par rapport à la fréquence. b Diagrammes de rayonnement 3D LP à 5,35, 5,5 et 5,75 GHz (de gauche à droite)

Propriétés de rayonnement RHCP de l'EMMS avec « 0 » et « 1 » alimentés avec une amplitude égale et un déphasage de 90°. un S₁₁ et AR par rapport à la fréquence. b Gain de visée par rapport à la fréquence. c Diagrammes de rayonnement 3D RHCP à 5,35, 5,5 et 5,75 GHz (de gauche à droite)

À partir de l'analyse susmentionnée, il peut être vérifié que l'EMMS proposé peut fonctionner comme une bonne antenne et rayonner en modes de polarisation linéaire et de polarisation circulaire alternativement en contrôlant les amplitudes et les phases d'entrée. Pendant ce temps, les résultats simulés indiquent que la bande passante de travail de l'EMMS proposé se maintient bien par rapport à un seul élément anisotrope, ce qui vérifie l'efficacité de notre méthode proposée. Pour obtenir un aperçu intuitif des mécanismes de fonctionnement de l'EMMS pour différents modes de rayonnement, les distributions de champ électrique à 5,35 GHz avec différentes variantes temporelles sont étudiées. Il est clairement montré sur la figure 8a que le champ E résonant se répartit uniformément entre les éléments « 0 » et « 1 » tout au long de l'évolution du temps pour le rayonnement LP. Cependant, pour le rayonnement CP, les éléments "1" présentent une densité de champ plus forte à la phase de 0°, tandis que les éléments "0" l'emportent sur les "1" à la phase de 90°. Ainsi, deux modes orthogonaux avec une différence de phase de 0° ou 90° sont excités pour effectuer un rayonnement LP ou CP.

Distributions du champ électrique de l'EMMS à 5,35 GHz avec différentes variantes temporelles. un Cas de rayonnement LP. b Cas de rayonnement RHCP

Pour le cas de la diffusion, tous les éléments « 0 » et « 1 » agissent comme des dispositifs passifs. La disposition apériodique des éléments « 0 » et « 1 » optimisée par SAA vise à atteindre des performances de diffusion par diffusion. Ici, pour l'éq. (1), ϕ (m , n ) représente la compensation de phase de l'onde réfléchie par le (m , n ) élément. En termes de conception proposée, ϕ (m , n ) évalue 0° et 180° en correspondance avec les éléments « 0 » et « 1 », respectivement. Afin de donner une démonstration intuitive de la propriété de faible diffusion de l'EMMS proposé, le résultat RCS simulé en fonction de la fréquence est démontré par rapport à une carte métallique de même taille. Comme le montre clairement la figure 9, une suppression de réflexion évidente est obtenue dans une large bande allant de 5 GHz à 18 GHz. Un RCSR continu de 6 dB est atteint presque de 5 GHz à 18 GHz (largeur de bande relative de 113,04%). Deux creux creux RCS apparaissent autour de 5,9 GHz et 10,4 GHz avec un RCSR maximum atteignant jusqu'à 31,8 dB. On peut dire à partir de la figure 9e que le champ de diffusion de l'EMMS se divise en huit petits faisceaux principaux, ce qui est en bon accord avec le résultat obtenu par le calcul mathématique de la figure 9c. Par rapport à la configuration traditionnelle en échiquier (quatre lobes réfléchis principaux), davantage de lobes réfléchis contribuent à la suppression significative de chaque faisceau en fonction de la conservation de l'énergie. La figure 9f révèle le mécanisme de fonctionnement de l'EMMS. On peut observer que différents éléments résonnent de manière discordante, ce qui produit le déphasage discontinu nécessaire et aboutit finalement à une réflexion de diffusion. Les propriétés de diffusion de l'EMMS sous incidence oblique ont également été étudiées, comme le montre la figure 10. De même, au lieu d'une forte réflexion spéculaire pour un panneau métallique de même taille, la diffusion par diffusion est observée consécutivement pour l'EMMS avec différents angles d'incidence. Pendant ce temps, comme le montre la figure 11, les modèles de diffusion normalisés à 6 GHz avec des angles d'incidence de 0° à 60° sont également fournis pour donner une démonstration intuitive de la réflexion par diffusion. Pour conclure, l'EMMS proposé démontre des performances de diffusion par diffusion dans une large bande comme prévu.

Propriétés de diffusion par diffusion de l'EMMS sous incidence normale. un Section efficace radar en fonction de la fréquence par rapport à un panneau métallique de même taille. Les modèles de diffusion calculés par l'Eq. (1) pour panneau métallique (b ) et EMMS (c ). Diagrammes de diffusion obtenus par simulations pleine onde à 6 GHz pour carte métallique (d ) et EMMS (e ). f Distribution du courant de surface à travers l'EMMS à 6 GHz

Propriétés de diffusion de l'EMMS sous incidence oblique à 6 GHz. un –d Motifs de diffusion de panneaux métalliques avec un angle d'incidence de 15° (a ), 30° (b ), 45° (c ) et 60° (d ). e –h Schémas de diffusion de l'EMMS avec un angle d'incidence de 15° (e ), 30° (f ), 45° (g ), et 60° (h )

Schémas de diffusion normalisés sous incidence oblique à 6 GHz. un –e Motifs de diffusion de panneaux métalliques avec un angle d'incidence de 0° (a ), 15° (b ), 30° (c ), 45° (d ), et 60° (e ). f –j Schémas de diffusion d'EMMS avec un angle d'incidence de 0° (f ), 15° (g ), 30° (h ), 45° (i ) et 60° (j )

Pour valider les performances de rayonnement et de diffusion mentionnées ci-dessus, un échantillon EMMS de codage 4 × 4 a été fabriqué à l'aide de la technologie de carte de circuit imprimé (PCB) standard. La mesure a été réalisée dans une chambre anéchoïque pour minimiser les interférences sonores. Pour le cas de rayonnement, un RS2W2080-S et deux diviseurs de puissance RS8W2080-S sont connectés en séquence pour distribuer également le signal dans 16 ports, tandis que des câbles coaxiaux de différentes longueurs sont utilisés pour fournir un déphasage de 90 ° entre « 0 » et « 1 ”, comme le montre la figure 12. Les bandes passantes mesurées pour S₁₁ ≤ − 10 dB et 3 dB ARBW indiqués sur la figure 13a sont respectivement de 4,96 à 6,02 GHz et 5,22 à 6,02 GHz. La bande passante commune est de 5,22 GHz à 6,02 GHz (14,2% de bande passante relative), ce qui est en accord satisfaisant avec les résultats simulés. Les diagrammes de rayonnement normalisés à 5,35 GHz et 5,75 GHz sont représentés sur les figures 13b et c. Correspondant à la prédiction de la simulation, un rayonnement symétrique, à direction normale et RHCP est observé dans la direction transversale. Les niveaux mesurés des lobes secondaires sont au moins 10 dB inférieurs aux niveaux des lobes principaux. De plus, les champs du RHCP sont toujours plus forts que celui du LHCP de plus de 18,6  dB dans la direction de la ligne de visée. Ainsi, on peut conclure que l'EMMS atteint de bonnes performances de rayonnement RHCP comme prévu.

un , b Fabrication de la vue de dessus de l'échantillon EMMS (a ) et vue de côté (b ). c Diviseur de puissance. d Configuration de mesure de base pour la diffusion

Rayonnement mesuré et propriétés de diffusion de l'EMMS. un Mesuré S₁₁ et AR. Diagrammes de rayonnement normalisés à 5,35 GHz (b ) et 5.75 GHz (c ). d Réduction de la réflexion mesurée de l'EMMS par rapport à une carte entièrement métallique

Pour le cas de diffusion, l'échantillon EMMS a été placé verticalement au centre d'une plate-forme en mousse, tandis que deux antennes cornet pyramidales LP identiques fonctionnant à 1~18 GHz ont été placées adjacentes en tant qu'émetteur et récepteur, respectivement. Un morceau de matériau absorbant est placé entre les deux cornes pour réduire un couplage indésirable. Les centres de l'échantillon et des deux cornes sont à la même hauteur et la distance entre eux est suffisamment grande pour satisfaire les conditions de test en champ lointain. L'étalonnage de la ligne de réflexion de la porte a également été utilisé pour éliminer davantage les signaux indésirables dans l'environnement. Les deux antennes cornet sont connectées aux deux ports du VNA Agilent N5230C pour évaluer la puissance réfléchie sur les coefficients de transmission. Comme représenté sur la figure 13d, un RCSR considérable de 6 dB par rapport à une carte métallique de même taille est obtenu de 5 GHz à 18 GHz (113 % de bande passante relative), tandis que plus de 10-dB RCSR est obtenu dans la bande de 5,6~ 6,5 GHz (14,9% de bande passante relative), 9,2~13,5 GHz (37,9% de bande passante relative) et 15,9~18 GHz (12,4% de bande passante relative). Deux pics RCSR apparaissent autour de 6,1 GHz et 10,2 GHz valorisant respectivement 25,9 dB et 30,6 dB. Les résultats mesurés concordent bien avec ceux simulés, qui vérifient les performances de faible diffusion à large bande de l'EMMS.

Des comparaisons entre la conception proposée et l'ancienne conception d'antenne basée sur la métasurface ont été faites dans le tableau 1. En particulier, [42, 45] démontrent les performances du réseau d'antennes, tandis que d'autres de l'antenne unique. Comme clairement montré, l'EMMS proposé produit un RCSR ultra-large bande impliquant l'intrabande et l'out-of-band tout en réalisant un rayonnement accordable à large bande simultanément.

Conclusions

Cet article présente un nouveau EMMS de codage avec un rayonnement accordable à large bande intégré et des performances de faible diffusion. Un élément anisotrope avec des phases intrinsèquement opposées sous une incidence polarisée différente est adopté comme élément constitutif. Des structures d'alimentation appropriées permettent à l'élément anisotrope de jouer le rôle de radiateur. En contrôlant les amplitudes et les phases d'entrée sur la base de la théorie du réseau d'antennes, le rayonnement LP, LHCP ou RHCP peut être obtenu à volonté. De plus, la disposition optimisée de l'EMMS contribue aux performances de diffusion par diffusion à large bande, ce qui se traduit par un RCSR à large bande. Ainsi, des performances de rayonnement à large bande et de faible diffusion peuvent être atteintes simultanément dans l'EMMS proposé, qui offre une stratégie simple, flexible et efficace pour résoudre le conflit entre le rayonnement et la diffusion. Il convient de mentionner que l'EMMS pourrait être constitué d'autres éléments anisotropes alternatifs. Une certaine valeur d'application peut être attendue dans les antennes reconfigurables en polarisation, la furtivité de la cible, etc.

Abréviations

ARBW :

Bande passante du rapport axial

EM :

Électromagnétique

EMMS :

Métasurfaces électromagnétiques

L/RHCP :

Polarisation circulaire gauche ou droite

LP :

Polarisée linéairement

PCB :

Circuit imprimé

RCSR :

Réduction de la section efficace radar

SAA :

Algorithme de recuit simulé