numérique ou analogique ? Comment la combinaison et la séparation I et Q doivent-elles être effectuées ?

Comment faire la combinaison I et Q ? Par des moyens analogiques ou numériques ? Cet article traitera des bases des approches de QI analogique et numérique.

Les modulateurs IQ analogiques (pour les émetteurs) et les démodulateurs IQ (pour les récepteurs) sont utilisés depuis des décennies ([1] à [3]).

Récemment, de nouveaux convertisseurs A/N et D/A ont été introduits, qui peuvent directement échantillonner une FI de 1 à 4 GHz ; prélèvement dans les 2e, 3e et 4e zones de Nyquist ([4] à [7]). Ceux-ci, combinés à une logique numérique plus rapide, permettent que la combinaison (pour A/D) et la séparation (pour D/A) soient effectuées numériquement ([8] à [21]). Ceci est illustré à la figure 1(a) (pour un modulateur) et à la figure 1(b) (pour un démodulateur) avec le convertisseur de données (DAC ou ADC) en position « D ».

Figure 1(a). Modulateur

Figure 1(b). Démodulateur

D'autre part, les combineurs et séparateurs analogiques intégrés I, Q ont une très bonne correspondance entre les chemins I et Q, ce qui résout certaines des objections à la réalisation de ces processus de manière analogique. La technique analogique nécessite également deux fois plus de convertisseurs de données (A/D ou D/A) que l'échantillonnage direct à la FI, mais ils fonctionnent à des taux d'échantillonnage inférieurs ; ils sont donc moins chers et nécessitent moins d'énergie. Ceci est illustré à la figure 1(a) (pour un modulateur) et à la figure 1(b) (pour un démodulateur) avec le convertisseur de données (DAC ou ADC) en position "A".

L'auteur commence à réfléchir à cette question. Il a demandé des avis sur plusieurs groupes LinkedIn et a reçu des réponses précieuses. Avec l'approbation des accusés, ils sont reconnus ci-dessous. Il a également découvert toutes les informations qu'il pouvait sur les propriétés des circuits intégrés (CI) contemporains pour ces fonctions, et les résultats des exigences de performance déterminées pour ces circuits. De cela, il a essayé de générer toutes les conclusions générales qui pourraient être tirées pour répondre à la question; « La modulation et la démodulation IQ doivent-elles être effectuées de manière analogique ou numérique ? »

Approche du QI analogique

L'approche analogique du QI existe depuis des décennies ([1] à [3]). Tout signal FI ou RF peut être représenté par

R(t) =I(t)cos(2πft) +Q(t)sin(2πft)

où f est la fréquence porteuse, I(t) est appelée composante en phase et Q(t) est appelée composante en quadrature. Un modulateur IQ analogique prend les signaux en bande de base I(t) et Q(t) et forme R(t). Ceci est illustré sur la figure 1(a) avec les DAC en position A. Un démodulateur IQ analogique prend comme entrée R(t) et forme I(t) et Q(t). Ceci est illustré à la figure 1(b) avec les DAC en position A.

Un problème critique avec l'approche analogique est de maintenir les gains à travers les deux chemins identiques et la différence de phase à exactement 90º. Parfois négligés pour ces exigences sont les deux filtres passe-bas. Ils doivent être exactement en phase de gain et de phase pour toutes les fréquences où il y a une énergie de signal significative. Une quantification plus précise de ces exigences, et les altérations causées par des écarts par rapport à celles-ci, sont présentées dans un article ultérieur.

Approche du QI numérique

Les développements récents dans les convertisseurs de données à grande vitesse (DAC et ADC) ont conduit les gens à éviter le problème de déséquilibre IQ discuté dans la section Approche IQ analogique en implémentant numériquement les fonctions modulateur et démodulateur IQ, où le gain et la phase peuvent être produits sans erreur ([5], [8] à [21]). Pour le cas du modulateur, il y a un DAC haute vitesse à la sortie, comme le montre la figure 1(a) avec le DAC en position D. Pour le cas du démodulateur, il y a un CAN haute vitesse à l'entrée, comme indiqué dans Figure 1(b) avec l'ADC en position B.

Souvent, ces approches numériques profitent de l'effet de repliement, en utilisant ce qu'on appelle l'échantillonnage passe-bande ([22] à [24]. [24A], [24B]). La figure 2(a) montre une forme d'onde échantillonnée dans le temps. La figure 2(b) montre les spectres du signal non échantillonné et échantillonné. L'horloge d'échantillonnage de l'ADC remplit la même fonction que l'oscillateur local dans un mélangeur RF. Pour un CAN, un filtre analogique ne peut laisser passer qu'un signal dans une zone Nyquist, et cette action de mixage peut être utilisée pour convertir un signal dans cette zone Nyquist en bande de base.

Figure 2(a). Échantillonnage dans le domaine temporel

Figure 2(b). Le spectres du signal non échantillonné et échantillonné

Pour les DAC, la sortie peut être façonnée dans le temps pour améliorer les performances à des fréquences plus élevées.

La figure 3(a) montre une sortie DAC « Normal » ou « Non-retour à zéro » (NRZ). Après chaque échantillon, la sortie reste constante jusqu'à l'échantillon suivant. Le spectre analogique est illustré à la figure 3(b).

Figure 3(a). Échantillonnage dans le domaine temporel

Figure 3(b).

La figure 4(a) montre une sortie DAC « Retour à zéro » (RZ). Après chaque échantillon, la sortie reste constante pendant une demi-période d'échantillonnage, puis passe à zéro. Cela a pour effet d'augmenter l'amplitude dans la deuxième zone de Nyquist, comme le montre la figure 4(b).

Figure 4(a). Échantillonnage dans le domaine temporel

Figure 4(b).

La figure 5(a) montre une sortie DAC « Mix » ou « RF ». Après chaque échantillon, la sortie reste constante pendant une demi-période d'échantillonnage, puis passe à la valeur négative. C'est la même opération qu'un mélangeur qui utilise les deux polarités de la forme d'onde de l'oscillateur local. Le spectre analogique, représenté sur la figure 5(b), a une amplitude encore plus grande dans la deuxième zone de Nyquist. Une fois qu'une forme d'onde est créée via l'une des méthodes ci-dessus, les fréquences souhaitées doivent être filtrées avec un filtre passe-bas ou passe-bande, pour supprimer tout alias indésirable et réponses parasites.

Figure 5(a). Échantillonnage dans le domaine temporel

Figure 5(b).

L'approche numérique évite tout problème de déséquilibre en quadrature. Cependant, tous les convertisseurs de données ont leurs propres attributions indésirables, en raison des effets de quantification et d'échantillonnage. Certains de ces effets seront présentés dans le prochain article. Le coût et les besoins en énergie de ces convertisseurs de données haute vitesse sont également souvent élevés par rapport aux réseaux IQ analogiques.

Remerciements

Lorsque les questions abordées dans ce rapport sont apparues pour la première fois dans l'esprit de l'auteur, il a sollicité des commentaires via certains groupes LinkedIn. Plusieurs réponses utiles ont été reçues. Ceux qui ont autorisé l'utilisation de leurs informations personnelles sont :Gary Kaatz, Khaled Sayed (Consultix-Égypte), Dieter Joos (ON Semiconductor) et Jaideep Bose (Asmaitha Wireless Technologies). L'auteur remercie également sa femme, Elizabeth, qui s'est probablement demandé ce que son mari faisait; isolé dans son bureau à domicile, faisant un travail pour lequel il n'était apparemment pas payé.

Références

Les références suivantes seront utilisées pour chacun des articles de cette série.

Modulateurs et démodulateurs analogiques IQ :descriptions générales

[1] Shou-Hsien Weng; Che Hao Shen; Hong-Yeh Chang, "Un modulateur/démodulateur bidirectionnel à large bande passante de modulation CMOS IQ pour les applications gigabit micro-ondes et à ondes millimétriques", Conférence sur les circuits intégrés micro-ondes (EuMIC), 2012 7th European , vol., n°, pp.8,11, 29-30 oct. 2012

[2] Eamon Nash; « Correction des imperfections dans les modulateurs IQ pour améliorer la fidélité du signal RF » ; Note d'application des appareils analogiques AN-1039 ; 2009

[3] Anonyme; « Un récepteur FI vers bande de base basé sur un démodulateur IQ avec gain variable FI et bande de base et filtrage de bande de base programmable » ; Remarque sur le circuit des appareils analogiques CN-0320 ; 2013

Convertisseurs de données à grande vitesse (DAC et ADC) ; Informations générales

[4] Justin Munson; « Comprendre les tests et l'évaluation du DAC à grande vitesse » ; Note d'application des appareils analogiques AN-928 ; 2013

[5] Engel, G.; Fague, D.E. ; Toledano, A, "Les convertisseurs numérique-analogique RF permettent la synthèse directe des signaux de communication," Communications Magazine, IEEE, vol.50, n°10, pp.108, 116, octobre 2012

[6] Chris Pearson; « Bases des convertisseurs numérique-analogique à grande vitesse » ; Rapport d'application Texas Instruments SLAA523A; 2012

[7] Alex Arrants, Brad Brannon et Rob Reeder; « Comprendre les tests et l'évaluation des CAN haute vitesse » ; Note d'application des appareils analogiques AN-835, 2010.

Modulateurs et démodulateurs numériques IQ

[8] Samueli, H.; Wong, BC, "A VLSI architecture for a high-speed all-digital quadrature modulator and demodulator for digital radio applications," Selected Areas in Communications, IEEE Journal on, vol.8, n°8, pp.1512,1519, oct. 1990

[9] Wong, C.-B. ; Samueli, H., "Un modulateur et démodulateur QAM tout numérique à 200 MHz dans un CMOS à 1,2 nm pour les applications radio numériques," Circuits à semi-conducteurs, IEEE Journal of, vol.26, n°12, pp.1970, 1980 , décembre 1991

[10] Ken Gentile; « Gain du modulateur en quadrature numérique » ; Note d'application des appareils analogiques AN-924 ; 2009

[11] Lou, J. H.; Kuo, JB, "Un circuit logique dynamique amorcé monophasé vrai tout-N logique CMOS 1,5 V adapté au fonctionnement en système pipeline à basse tension et à grande vitesse", Circuits et systèmes II :traitement des signaux analogiques et numériques, IEEE Transactions on, vol.46, n°5, pp.628.631, mai 1999

[12] Vankka, J. ; Sommarek, J.; Ketola, J. ; Teikari, moi; Halonen, K. AI, "Un modulateur en quadrature numérique avec convertisseur N/A sur puce," Circuits à semi-conducteurs, IEEE Journal of, vol.38, n°10, pp.1635, 1642, oct. 2003

[13] Yanlin Wu; Dengwei Fu; Willson, A, "A 415 MHz direct digital quadrature modulator in 0.25-nm CMOS", Custom Integrated Circuits Conference, Actes de l'IEEE 2003, vol., n°, pp.287,290, 21-24 sept. 2003

[14] Sommarek, J.; Vankka, J.; Ketola, J. ; Lindeberg, J.; Halonen, K., "A digital modulator with bandpass delta-sigma modulator," Solid-State Circuits Conference, 2004. ESSCIRC 2004. Actes du 30th European, pp.159, 162, 21-23 sept. 2004

[15] Lin, P.F. ; Lou, J.H.; Kuo, J.B., "A CMOS quadrature modulator for wireless communication IC," Circuits and Systems I:Fundamental Theory and Applications, IEEE Transactions on, vol.44, n°6, pp.559, 561, juin 1997

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[17] Alavi, MS ; Staszewski, R.B. ; de Vreede, L.C.N. ; Long, J.R., "A Wideband13-bit All-Digital I/Q RF-DAC", Théorie et techniques des micro-ondes, IEEE Transactions on, vol.62, n°4, pp.732, 752, avril 2014

[18] Inkol, Robert et Saper, Ron; « Modulateur numérique en quadrature pour applications radar ESM » ÉTABLISSEMENT DE RECHERCHE SUR LA DÉFENSE CANADIEN OTTAWA NOTE TECHNIQUE 92-10 ; 1992

[19] Ziomek, C.; Corredoura, P., "Digital I/Q demodulator," Particle Accelerator Conference, 1995., Actes du 1995 , vol.4, n°, pp.2663,2665 vol.4,1-5 mai 1995

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Échantillonnage passe-bande (Rev .04 a changé « échantillonnage sous-harmonique » en « échantillonnage passe-bande)

[22] Parssinen, A; Magoon, R. ; Long, S.I; Porra, Veikko, "A 2-GHz subharmonic sampler for signal downconversion," Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on, vol.45, n°12, pp.2344, 2351, décembre 1997

[23] Jensen, B.S. ; Schmidl Sobjaerg, S.; Skou, N.; Krozer, V., "Compact front-end prototype for next generation RFI-rejecting polarimetric L-band radiometer," Microwave Conference, 2009. EuMC 2009. European, vol., n°, pp.1626, 1629, 29 septembre 2009 -Oct. 1 2009

[24] Ahmed, S.; Saad El Dine, M. ; Reveyrand, T.; Neveux, G.; Barataud, D.; Nebus, JM, "Système de mesure dans le domaine temporel utilisant un amplificateur Track &Hold appliqué à la caractérisation RF pulsée de dispositifs GaN haute puissance," Microwave Symposium Digest (MTT), 2011 IEEE MTT-S International, vol., n°, pp.1 , 4, 5-10 juin 2011

[24A] Akos, D.M. ; Stockmaster, M.; Tsui, J. B Y; Caschera, J., "Echantillonnage direct de la bande passante de plusieurs signaux RF distincts," Communications, IEEE Transactions on , vol.47, n°7, pp.983,988, juillet 1999

[24B] Ching-Hsiang Tseng; Sun-Chung Chou, "Direct downconversion of multiple RF signaux using bandpass sampling," Communications, 2003. ICC '03. Conférence internationale IEEE sur , vol.3, n°, pp.2003,2007 vol.3, 11-15 mai 2003

Effets du déséquilibre du QI, aucune compensation ni exploitation proposée

[25] Lopez-Martinez, F.J. ; Martos-Naya, E.; Paris, J.F. ; Entrambasaguas, JT, "Exact Closed-Form BER Analysis of OFDM Systems in the Presence of IQ Disbalances and ICSI," Wireless Communications, IEEE Transactions on, vol.10, n°6, pp.1914, 1922, juin 2011

[26] Yaning Zou; Valkama, M. ; Renfors, M., "Performance Analysis of Space-Time Coded MIMO-OFDM Systems Under I/Q Imbalance," Acoustics, Speech and Signal Processing, 2007. ICASSP 2007. IEEE International Conference on, vol.3, n°, pp. III-341, III-344, 15-20 avril 2007

[27] Chia-Liang Liu, "Impacts of I/Q déséquilibre on QPSK-OFDM-QAM détection," Consumer Electronics, IEEE Transactions on, vol.44, n°3, pp.984, 989, août 1998

[28] Heung-Gyoon Ryu, « Effet de diversité de la communication OFDM avec un déséquilibre du QI dans le canal de décoloration de Rayleigh », Logiciels et réseaux de communication, 2010.ICCSN '10. Deuxième Conférence internationale sur, vol., n°, pp.489, 493, 26-28 fév. 2010

[29] Stroet, P.; « Mesure précise des erreurs de phase et de retard dans les modulateurs I/Q » ; Note d'application 102 de la technologie linéaire ; AN102-1 ; Octobre 2005

7.6 Effets du déséquilibre du QI, compensation ou exploitation proposée

[30] Tarighat, A; Sayed, AH, "Compensation conjointe des déficiences de l'émetteur et du récepteur dans les systèmes OFDM", Communications sans fil, IEEE Transactions on, vol.6, n°1, pp.240, 247, janvier 2007

[31] Marey, Mohamed; Steendam, Heidi, "Nouveaux algorithmes de détection de données et d'estimation de canal pour les systèmes asynchrones de liaison montante BICM-OFDMA en présence d'un déséquilibre du QI", Communications sans fil, IEEE Transactions on , vol.13, n°5, pp.2706,2716, mai 2014

[32] Narasimhan, B.; Narayanan, S.; Minn, H.; Al-Dhahir, N., "Compensation en bande de base à complexité réduite du déséquilibre Tx/Rx I/Q dans le mobile MIMO-OFDM," Communications sans fil, Transactions IEEE sur , vol.9, n°5, pp.1720,1728, Mai 2010

[33] Ozdemir, O. ; Hamila, R.; Al-Dhahir, N., "I/Q Imbalance in Multiple Beamforming {OFDM} Transceivers:SINR Analysis and Digital Baseband Compensation", Communications, IEEE Transactions on, vol.61, n°5, pp.1914, 1925, mai 2013

[34] Inamori, M. ; Bostamam, AM.; Sanada, Y. ; Minami, H., "Schéma de compensation de déséquilibre IQ en présence d'un décalage de fréquence et d'un décalage DC dynamique pour un récepteur à conversion directe", Communications sans fil, IEEE Transactions on , vol.8, n°5, pp.2214,2220, mai 2009

[35] Tarighat, A; Sayed, AH., "MIMO OFDM Receivers for Systems With IQ Imbalances," Signal Processing, IEEE Transactions on , vol.53, n°9, pp.35833596, sept. 2005

[36] Hai Lin ; Yamashita, K., "Compensation basée sur l'allocation de sous-porteuses pour le décalage de fréquence porteuse et les déséquilibres I/Q dans les systèmes OFDM," Communications sans fil, IEEE Transactions on, vol.8, n°1, pp.18,23, janvier 2009

7.7 Exigences pour les DAC et ADC BaseBand

[37] Suno-Won Chung; Seung-Yoon Lee; Kyu-Ho Park, "An energy-efficient OFDM ultra-wideband digital radio architecture," Signal Processing Systems, 2004. SIPS 2004. IEEE Workshop on, vol., no., pp.211, 216, 13-15 oct. 2004

Exigences pour RF DACS et ADC ; et pour les non-linéarités RF

[38] de Mateo Garcia, J.C. ; Armada, AG., "Effets de la modulation sigma-delta passe-bande sur les signaux OFDM," Consumer Electronics, IEEE Transactions on , vol.45, n°2, pp.318,326, mai 1999

[39] Maurer, L.; Schelmbauer, W.; Pretl, H.; Springer, A; Adler, B.; Boos, Z.; Weigel, R., "Influence of receiver front end nonlinearities on W-CDMA signaux," Microwave Conference, 2000 Asia-Pacific, vol., n°, pp.249, 252, 2000

[40] Kitaek Bae; Changyong Shin ; Powers, E.J., "Analyse des performances des systèmes OFDM avec une cartographie sélectionnée en présence de non-linéarité", Communications sans fil, Transactions IEEE sur , vol.12, n°5, pp.2314,2322, mai 2013

[41] Mahim Ranjan; Larson, L.E., "Analyse de distorsion des récepteurs OFDM ultra-large bande", Théorie et techniques des micro-ondes, Transactions IEEE, vol.54, n°12, pp.4422, 4431, décembre 2006

7.9 Agrégation de transporteurs pour LTE-advanced ; Exigences spectrales à large bande.

[42] Pedersen, K.I; Frederiksen, F.; Rosa, C.; Nguyen, H.; Garcia, L.G.U. ; Yuanye Wang, « Agrégation de transporteurs pour le LTE avancé :aspects de fonctionnalité et de performance », Communications Magazine, IEEE , vol.49, no.6, pp.89,95, juin 2011