Combinaison IQ analogique vs numérique : Choisir la bonne approche pour votre système RF

Comment la combinaison I et Q doit-elle être faite ? Par des moyens analogiques ou numériques ? Cet article discutera les bases des approches IQ analogique et numérique.

Les modulateurs IQ analogiques (pour émetteurs) et démodulateurs IQ (pour récepteurs) sont utilisés depuis des décennies ([1] à [3]).

Récemment, de nouveaux convertisseurs A/D et D/A ont été introduits, qui peuvent échantillonner directement une FI de 1 à 4 GHz ; échantillonnage dans les 2e, 3e et 4e zones de Nyquist ([4] à [7]). Ceux-ci, combinés avec une logique numérique plus rapide, permettent de faire la combinaison (pour A/D) et la séparation (pour D/A) numériquement ([8] à [21]). Ceci est illustré dans la Figure 1(a) (pour un modulateur) et Figure 1(b) (pour un démodulateur) avec le Convertisseur de Données (DAC ou ADC) en position « D ».

Figure 1(a). Modulateur

Figure 1(b). Démodulateur

D'un autre côté, les combinés et séparateurs IQ analogiques intégrés ont un très bon accord entre les chemins I et Q, résolvant certaines objections à faire ces processus analogiquement. La technique analogique nécessite aussi deux fois plus de convertisseurs de données (A/D ou D/A) que l'échantillonnage direct en FI, mais ils fonctionnent à des taux d'échantillonnage plus bas ; donc ils sont moins chers et consomment moins d'énergie. Ceci est illustré dans la Figure 1(a) (pour un modulateur) et Figure 1(b) (pour un démodulateur) avec le Convertisseur de Données (DAC ou ADC) en position « A ».

L'auteur a commencé à réfléchir à cette question. Il a demandé des avis sur plusieurs groupes LinkedIn, et a reçu des réponses précieuses. Avec l'accord des remerciés, ils sont remerciés ci-dessous. Il a aussi découvert toutes les informations possibles sur les propriétés des circuits intégrés (CI) contemporains pour ces fonctions, et les résultats des exigences de performance déterminées pour ces CI. À partir de cela, il a essayé de générer toutes les conclusions générales possibles pour répondre à la question : « La modulation et démodulation IQ doivent-elles être faites analogiquement ou numériquement ? »

Approche IQ analogique

L'approche IQ analogique existe depuis des décennies ([1] à [3]). Tout signal FI ou RF peut être représenté par

R(t) = I(t)cos(2πft) + Q(t)sin(2πft)

où f est la fréquence porteuse, I(t) est appelé la composante En-Phase, et Q(t) est appelée la composante en Quadrature. Un modulateur IQ analogique prend les signaux de bande de base I(t) et Q(t) et forme R(t). Ceci est montré dans la Figure 1(a) avec les DAC en position A. Un démodulateur IQ analogique prend en entrée R(t), et forme I(t) et Q(t). Ceci est montré dans la Figure 1(b) avec les DAC en position A.

Un problème critique avec l'approche analogique est de maintenir les gains à travers les deux chemins identiques, et la différence de phase à exactement 90°. Parfois négligées pour ces exigences sont les deux Filtres Passe-Bas. Ils devraient être exactement accordés en gain et phase pour toutes les fréquences où il y a une énergie de signal significative. Une quantification plus exacte de ces exigences, et les altérations causées par les écarts par rapport à elles, sont montrées dans un article ultérieur.

Approche IQ numérique

Les développements récents dans les convertisseurs de données haute vitesse (DAC et ADC), ont amené les gens à éviter le problème de déséquilibre IQ discuté dans la section Approche IQ Analogique en implémentant les fonctions de Modulateur et Démodulateur IQ numériquement, où le gain et la phase peuvent être produits sans erreur ([5], [8] à [21]). Pour le cas du modulateur, il y a un DAC haute vitesse à la sortie, comme montré dans la Figure 1(a) avec le DAC en position D. Pour le cas du démodulateur, il y a un ADC haute vitesse à l'entrée, comme montré dans la Figure 1(b) avec l'ADC en position B.

Souvent, ces approches numériques tirent parti de l'effet d'aliasing, en utilisant ce qu'on appelle l'échantillonnage passe-bande ([22] à [24], [24A], [24B]). La Figure 2(a) montre un signal échantillonné dans le temps. La Figure 2(b) montre les spectres du signal non échantillonné et échantillonné. L'horloge d'échantillonnage de l'ADC effectue la même fonction que l'Oscillateur Local dans un mélangeur RF. Pour un ADC, un filtre analogique peut permettre seulement un signal dans une zone de Nyquist de passer, et cette action de mélange peut être utilisée pour abaisser un signal dans cette zone de Nyquist à la bande de base.

Figure 2(a). Échantillonnage dans le Domaine Temporel

Figure 2(b). Les spectres du signal non échantillonné et échantillonné

Pour les DAC, la sortie peut être façonnée dans le temps pour améliorer la performance aux fréquences plus élevées.

La Figure 3(a) montre une sortie DAC « Normale » ou « Non-Retour à Zéro » (NRZ). Après chaque échantillon, la sortie reste constante jusqu'au prochain échantillon. Le spectre analogique est montré dans la Figure 3(b).

Figure 3(a). Échantillonnage dans le Domaine Temporel

Figure 3(b).

La Figure 4(a) montre une sortie DAC « Retour à Zéro » (RZ). Après chaque échantillon, la sortie reste constante pour une demi-période d'échantillon, puis va à zéro. Ceci a pour effet d'augmenter l'amplitude dans la seconde zone de Nyquist, comme montré dans la Figure 4(b).

Figure 4(a). Échantillonnage dans le Domaine Temporel

Figure 4(b).

La Figure 5(a) montre une sortie DAC « Mix » ou « RF ». Après chaque échantillon, la sortie reste constante pour une demi-période d'échantillon, puis va à la valeur négative. C'est la même opération qu'un mélangeur qui utilise les deux polarités de la forme d'onde de l'Oscillateur Local. Le spectre analogique, montré dans la Figure 5(b), a une amplitude encore plus grande dans la seconde zone de Nyquist. Après qu'une forme d'onde est créée via l'une des méthodes ci-dessus, les fréquences désirées doivent être filtrées avec un filtre Passe-Bas ou Passe-Bande, pour éliminer les réponses d'alias et parasites indésirables.

Figure 5(a). Échantillonnage dans le Domaine Temporel

Figure 5(b).

L'approche numérique évite tout problème de déséquilibre de quadrature. Cependant, tous les convertisseurs de données ont leurs propres altérations indésirables, dues aux effets de quantification et d'échantillonnage. Certains de ces effets seront montrés dans le prochain article. Les exigences de coût et de puissance de ces convertisseurs de données haute vitesse sont aussi souvent élevées, comparées aux réseaux IQ analogiques.

Remerciements

Quand les questions abordées dans ce rapport sont apparues pour la première fois dans l'esprit de l'auteur, il a sollicité des commentaires via certains groupes LinkedIn. Plusieurs réponses utiles ont été reçues. Ceux qui ont donné la permission pour que leurs informations personnelles soient utilisées sont : Gary Kaatz, Khaled Sayed (Consultix-Égypte), Dieter Joos (ON Semiconductor), et Jaideep Bose (Asmaitha Wireless Technologies). L'auteur remercie aussi sa femme, Elizabeth, qui s'est probablement demandée ce que son mari faisait ; cloîtré dans son bureau à domicile, faisant un travail pour lequel il n'était apparemment pas payé.

Références

Les références suivantes seront utilisées pour chacun des articles de cette série.

Modulateurs et Démodulateurs IQ Analogiques : Descriptions Générales

[1] Shou-Hsien Weng; Che-Hao Shen; Hong-Yeh Chang, "A wide modulation bandwidth bidirectional CMOS IQ modulator/demodulator for microwave and millimeter-wave gigabit applications," Microwave Integrated Circuits Conference (EuMIC), 2012 7th European , vol., no., pp.8,11, 29-30 Oct. 2012

[2] Eamon Nash; "Correcting Imperfections in IQ Modulators to Improve RF Signal Fidelity "; Analog Devices Application Note AN-1039; 2009

[3] Anon; "An IQ Demodulator-Based IF-to-Baseband Receiver with IF and Baseband Variable Gain and Programmable Baseband Filtering "; Analog Devices Circuit Note CN-0320; 2013

Convertisseurs de Données Haute Vitesse (DACs et ADCs) ; Informations Générales

[4] Justin Munson; "Understanding High Speed DAC Testing and Evaluation"; Analog Devices Application Note AN-928; 2013

[5] Engel, G.; Fague, D.E.; Toledano, A, "RF digital-to-analog converters enable direct synthesis of communications signals," Communications Magazine, IEEE, vol.50, no.10, pp.108, 116, October 2012

[6] Chris Pearson; "High Speed, Digital to Analog Converters Basics"; Texas Instruments Application Report SLAA523A; 2012

[7] Alex Arrants, Brad Brannon and Rob Reeder; "Understanding High Speed ADC Testing and Evaluation"; Analog Devices Application Note AN-835, 2010.

Modulateurs et Démodulateurs IQ Numériques

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[9] Wong, B.C.; Samueli, H., "A 200-MHz all-digital QAM modulator and demodulator in 1.2-nm CMOS for digital radio applications," Solid-State Circuits, IEEE Journal of, vol.26, no.12, pp.1970, 1980, Dec 1991

[10] Ken Gentile; "Digital Quadrature Modulator Gain "; Analog Devices Application Note AN-924; 2009

[11] Lou, J. H.; Kuo, J.B., "A 1.5-V CMOS all-N-logic true-single-phase bootstrapped dynamic-logic circuit suitable for low supply voltage and high-speed pipelined system operation," Circuits and Systems II: Analog and Digital Signal Processing, IEEE Transactions on, vol.46, no.5, pp.628,631, May 1999

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[14] Sommarek, J.; Vankka, J.; Ketola, J.; Lindeberg, J.; Halonen, K., "A digital modulator with bandpass delta-sigma modulator," Solid-State Circuits Conference, 2004. ESSCIRC 2004. Proceeding of the 30th European, pp.159, 162, 21-23 Sept. 2004

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[18] Inkol, Robert and Saper, Ron; "Digital Quadrature Modulator for Radar ESM Applications" Canadian DEFENCE RESEARCH ESTABLISHMENT OTTAWA TECHNICAL NOTE 92-10; 1992

[19] Ziomek, C.; Corredoura, P., "Digital I/Q demodulator," Particle Accelerator Conference, 1995., Proceedings of the 1995 , vol.4, no., pp.2663,2665 vol.4,1-5 May 1995

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Échantillonnage passe-bande (Rev .04 changé « subharmonic sampling » à « bandpass sampling »)

[22] Parssinen, A; Magoon, R.; Long, S.I; Porra, Veikko, "A 2-GHz subharmonic sampler for signal downconversion," Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on, vol.45, no.12, pp.2344, 2351, Dec 1997

[23] Jensen, B.S.; Schmidl Sobjaerg, S.; Skou, N.; Krozer, V., "Compact front-end prototype for next generation RFI-rejecting polarimetric L-band radiometer," Microwave Conference, 2009. EuMC 2009. European, vol., no., pp.1626, 1629, Sept. 29 2009-Oct. 1 2009

[24] Ahmed, S.; Saad El Dine, M.; Reveyrand, T.; Neveux, G.; Barataud, D.; Nebus, J. M., "Time-domain measurement system using Track & Hold Amplifier applied to pulsed RF characterization of high power GaN devices," Microwave Symposium Digest (MTT), 2011 IEEE MTT-S International , vol., no., pp.1,4, 5-10 June 2011

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[24B] Ching-Hsiang Tseng; Sun-Chung Chou, "Direct downconversion of multiple RF signals using bandpass sampling," Communications, 2003. ICC '03. IEEE International Conference on , vol.3, no., pp.2003,2007 vol.3, 11-15 May 2003

Effets du déséquilibre IQ, pas de compensation ou exploitation proposée

[25] Lopez-Martinez, F.J.; Martos-Naya, E.; Paris, J.F.; Entrambasaguas, J.T., "Exact Closed-Form BER Analysis of OFDM Systems in the Presence of IQ Imbalances and ICSI," Wireless Communications, IEEE Transactions on, vol.10, no.6, pp.1914, 1922, June 2011

[26] Yaning Zou; Valkama, M.; Renfors, M., "Performance Analysis of Space-Time Coded MIMO-OFDM Systems Under I/Q Imbalance," Acoustics, Speech and Signal Processing, 2007. ICASSP 2007. IEEE International Conference on, vol.3, no., pp.III-341, III-344, 15-20 April 2007

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[28] Heung-Gyoon Ryu, "Diversity Effect of OFDM Communication with IQ Imbalance in the Rayleigh Fading Channel," Communication Software and Networks, 2010.ICCSN '10. Second International Conference on, vol., no., pp.489, 493, 26-28 Feb. 2010

[29] Stroet, P.; "Measuring Phase and Delay Errors Accurately in I/Q Modulators"; Linear Technology Application Note 102; AN102-1; October 2005

7.6 Effets du déséquilibre IQ, compensation ou exploitation proposée

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[31] Marey, Mohamed; Steendam, Heidi, "Novel Data Detection and Channel Estimation Algorithms for BICM-OFDMA Uplink Asynchronous Systems in the Presence of IQ Imbalance," Wireless Communications, IEEE Transactions on , vol.13, no.5, pp.2706,2716, May 2014

[32] Narasimhan, B.; Narayanan, S.; Minn, H.; Al-Dhahir, N., "Reduced-complexity baseband compensation of joint Tx/Rx I/Q imbalance in mobile MIMO-OFDM," Wireless Communications, IEEE Transactions on , vol.9, no.5, pp.1720,1728, May 2010

[33] Ozdemir, O.; Hamila, R.; Al-Dhahir, N., "I/Q Imbalance in Multiple Beamforming {OFDM} Transceivers: SINR Analysis and Digital Baseband Compensation," Communications, IEEE Transactions on, vol.61, no.5, pp.1914, 1925, May 2013

[34] Inamori, M.; Bostamam, AM.; Sanada, Y.; Minami, H., "IQ imbalance compensation scheme in the presence of frequency offset and dynamic DC offset for a direct conversion receiver," Wireless Communications, IEEE Transactions on , vol.8, no.5, pp.2214,2220, May 2009

[35] Tarighat, A; Sayed, AH., "MIMO OFDM Receivers for Systems With IQ Imbalances," Signal Processing, IEEE Transactions on , vol.53, no.9, pp.35833596, Sept. 2005

[36] Hai Lin; Yamashita, K., "Subcarrier allocation based compensation for carrier frequency offset and I/Q imbalances in OFDM systems," Wireless Communications, IEEE Transactions on, vol.8, no.1, pp.18,23, Jan. 2009

7.7 Exigences pour DACs et ADCs de bande de base

[37] Suno-Won Chung; Seung-Yoon Lee; Kyu-Ho Park, "An energy-efficient OFDM ultra-wideband digital radio architecture," Signal Processing Systems, 2004. SIPS 2004. IEEE Workshop on, vol., no., pp.211, 216, 13-15 Oct. 2004

Exigences pour DACs et ADCs RF ; et pour non-linéarités RF

[38] de Mateo Garcia, J.C.; Armada, AG., "Effects of bandpass sigma-delta modulation on OFDM signals," Consumer Electronics, IEEE Transactions on , vol.45, no.2, pp.318,326, May 1999

[39] Maurer, L.; Schelmbauer, W.; Pretl, H.; Springer, A; Adler, B.; Boos, Z.; Weigel, R., "Influence of receiver front end nonlinearities on W-CDMA signals," Microwave Conference, 2000 Asia-Pacific, vol., no., pp.249, 252, 2000

[40] Kitaek Bae; Changyong Shin; Powers, E.J., "Performance Analysis of OFDM Systems with Selected Mapping in the Presence of Nonlinearity," Wireless Communications, IEEE Transactions on , vol.12, no.5, pp.2314,2322, May 2013

[41] Mahim Ranjan; Larson, L.E., "Distortion Analysis of Ultra-Wideband OFDM Receiver Front-Ends," Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on, vol.54, no.12, pp.4422, 4431, Dec. 2006

7.9 Agrégation de porteuses pour LTE-advanced ; Exigences spectrales large bande.

[42] Pedersen, K.I; Frederiksen, F.; Rosa, C.; Nguyen, H.; Garcia, L.G.U.; Yuanye Wang, "Carrier aggregation for LTE-advanced: functionality and performance aspects," Communications Magazine, IEEE , vol.49, no.6, pp.89,95, June 2011