Référence de bande auto-polarisée 180 nm, PSRR 80 dB : faible consommation, compensation température haute précision

Résumé

Cet article présente une référence de bande (BGR) auto-polarisée améliorée avec un rapport de rejet d'alimentation (PSRR) élevé. Un amplificateur opérationnel construisant une boucle de rétroaction est multiplexé avec la génération de tension à coefficient de température positif (TC) pour une consommation d'énergie réduite, où une tension de décalage est adoptée pour obtenir une tension proportionnelle à la température absolue (PTAT). Avec la génération de référence indépendante de la température, deux boucles de rétroaction sont réalisées simultanément pour l'amélioration du PSRR, formant une boucle de rétroaction négative locale (LNFL) et une boucle auto-polarisée globale (GSBL). La BGR proposée est implémentée en technologie BCD 180 nm, avec une tension de référence de 2,506 V, un TC de 25 ppm/°C sur la plage -55 à 125 °C. La sensibilité ligne (LS) est de 0,08 ‰/V. Sans condensateur de filtrage, le PSRR est de 76 dB aux basses fréquences, supérieur à 46 dB jusqu'à 1 MHz.

Introduction

La référence de tension est l'un des modules de base des systèmes électroniques, largement utilisée en électronique médicale, gestion d'énergie, capteurs environnementaux sans fil et circuits de communication. Avec l'amélioration technologique, la surface de puce continue de diminuer, la capacité anti-interférence augmente, et les exigences d'optimisation structurelle et d'immunité au bruit des références de tension augmentent dramatiquement, surtout dans les applications nanométriques.

Les circuits de référence de bande (BGR) conventionnels nécessitent des blocs de circuit additionnels pour fournir le courant de polarisation, ce qui augmente 크게 la surface et la consommation. Le courant de polarisation généré est fortement affecté par la température, ce qui affecte le TC de la tension de référence. De nombreuses techniques de compensation d'ordre supérieur pour améliorer le TC ont été rapportées : compensation de courbure par morceaux, compensation exponentielle, compensation par racine carrée basée sur la fuite (LSRC), etc. Un autre inconvénient des BGR conventionnels est leur grande sensibilité à l'environnement externe, rendant la tension de sortie instable, ce qui est le sujet de cet article.

Le rapport de rejet d'alimentation (PSRR) est un paramètre important pour mesurer l'immunité au bruit d'une référence de tension. Les solutions conventionnelles pour améliorer le PSRR se font au coût de la surface et de la consommation : amplificateurs additionnels, transistors à canal long, structures en cascade, étage de gain additionnel, etc. Un atténuateur actif et une compensation d'adaptation d'impédance ont été adoptés pour améliorer le PSRR aux basses et hautes fréquences respectivement. Des miroirs de courant en cascade ont été utilisés pour améliorer le PSRR. Les techniques de polarisation de substrat et de rétroaction négative ont été utilisées pour un PSRR élevé.

Pour surmonter ces problèmes, une BGR auto-polarisée améliorée avec un PSRR élevé est proposée. Deux boucles de rétroaction sont réalisées simultanément pour l'amélioration du PSRR : LNFL et GSBL. Parallèlement, une source de courant auto-polarisée (SBCS) pour l'ensemble de la BGR est obtenue. À l'état stable, la BGR proposée est auto-alimentée via la GSBL sans modules de polarisation additionnels et sans surface de puce supplémentaire. La technique présentée sépare la tension d'alimentation de la tension de référence de sortie via un amplificateur de courant intégré dans la GSBL, améliorant efficacement le PSRR. De plus, pour prévenir l'instabilité de la tension de sortie, une LNFL est conçue au terminal de tension de sortie pour la maintenir stable. En outre, la tension de référence stable en température est générée avec LNFL et GSBL de manière multiplexée. Avec ces méthodes, une BGR auto-polarisée avec amélioration du PSRR est implémentée avec une structure compacte et une consommation de courant réduite.

Méthode

Comme montré Fig. 1, le circuit BGR proposé se compose d'un circuit de démarrage, d'un amplificateur de courant, d'un amplificateur opérationnel et d'un cœur de référence de bande. Le circuit de démarrage élimine le point dégénéré zéro. La tension de décalage intégrée dans l'amplificateur est réglée pour être une tension PTAT, réalisant un courant PTAT à travers la résistance R1. Avec le TC positif de la tension aux bornes de R1 et R2, le TC négatif de VBE(Q5) et VBE(Q4) peut être correctement compensé pour obtenir une tension de référence stable en température au nœud VREF. Simultanément, une LNFL formée avec l'aide d'un amplificateur améliore les performances. Combinée avec l'amplificateur de courant au sommet de la Fig. 1, une GSBL est réalisée pour une amélioration supplémentaire du PSRR. L'implémentation détaillée est montrée Fig. 2.

Circuit de démarrage

Le circuit de démarrage est montré à gauche de la Fig. 2. Au début, la tension de sortie VREF est à un niveau bas, ce qui maintient MN8 et MN9 bloqués. Le courant à travers MP1_1 génère un courant de démarrage vers MP5, MP1_1 agissant comme une grande résistance avec un rapport d'aspect très petit. La tension à VREF se charge progressivement par le courant de démarrage. Lorsque VREF dépasse la tension minimale de fonctionnement du cœur de la bande, le courant de polarisation pour l'amplificateur est généré, amenant la BGR au point de fonctionnement désiré. Simultanément, MN8 et MN9 s'activent progressivement, commutant le courant d'alimentation de MP5 vers le courant auto-polarisé généré dans le cœur de la bande. Après le démarrage, le courant de démarrage n'est pas coupé pour permettre un réajustement de VREF en cas de chute de la tension de référence.

Générateur SBCS

Il y a deux boucles SBCS dans la BGR proposée, utiles pour l'amélioration des performances. La première est située au courant de queue de l'amplificateur. Le courant PTAT à travers le transistor Q4 est miré dans Q3. Cependant, le courant à travers Q4 est déterminé par la tension aux bornes de R1, qui est clampée à la tension de décalage d'entrée de l'amplificateur. En raison des mêmes rapports d'aspect de MP7 et MP8, la tension de décalage d'entrée peut s'exprimer : VOS = VT ln N, où N est le rapport de surface de Q1 et Q2, VT la tension thermique. Le courant dans l'amplificateur et le cœur de la bande est donc un courant PTAT : IR1 = VT ln N / R1. Le courant du cœur de la bande est miré dans l'amplificateur comme courant de queue, formant la première boucle auto-polarisée.

La deuxième boucle SBCS est constituée de l'amplificateur de courant. Le courant PTAT de l'équation (2) est miré dans l'amplificateur de courant par le miroir de courant MP7 et MP6. Le courant I est amplifié par K comme source de courant vers le nœud VREF : K = k1 k2, où k1 = SMN6/SMN7, k2 = SMP3/SMP2, Si le rapport d'aspect du transistor i. Le courant KI est réinjecté dans l'amplificateur et le cœur de la bande, construisant la deuxième boucle auto-polarisée.

Pour garantir un fonctionnement correct à faible consommation, le courant KI doit être légèrement supérieur au courant minimum requis par l'amplificateur et le cœur de la bande. Dans le design proposé, les courants à travers MP6, MP7, MP8 sont au même niveau I. Le courant à travers le cœur de la bande est 2I. La relation 6 ≥ K > 5 doit être satisfaite.

Circuit générateur de VREF

Le circuit générateur de VREF est montré à droite de la Fig. 2, composé d'un amplificateur et du cœur de la bande. Comme l'équation (2), la tension de décalage PTAT de l'amplificateur est multiplexée par les boucles SBCS. Cela rend le courant à travers R1, R2 et RTrimming un courant PTAT, utilisé pour la compensation de température du TC négatif de Q4 et Q5. La tension de référence générée VREF s'exprime : VREF = 2 VBE + (1 + (R2 + RTrimming)/R1) VT ln N. Avec l'ajustement du rapport (R2 + RTrimming)/R1, une tension de référence compensée en température avec faible dérive peut être réalisée.

Rétroaction

Une LNFL est établie dans l'amplificateur et le cœur de la bande, formée de deux petites LNFL. La première, boucle1, va de l'entrée de l'amplificateur à VREF, et rétroaction à l'entrée. L'autre, boucle2, va de VREF à travers le cœur de la bande au courant de queue de l'amplificateur, et rétroaction à VREF. Pour boucle1, il y a des boucles locales de rétroaction positive et négative doubles avec l'entrée de l'amplificateur. La boucle de rétroaction positive est composée de Q5, R2, R1, Q1, MP8, MX. La boucle négative consiste en Q5, R2, Q2, MX. Les gains sont dérivés : AVPF = (RTrimming/(R1+RTrimming+R2)) gm,Q1 ro,MP8 ; AVNF = ((R1+RTrimming)/(R1+RTrimming+R2)) gm,Q2 ro,MP8. Comme l'effet de la rétroaction négative est plus fort, boucle1 se comporte comme une boucle de rétroaction dont la caractéristique est Tloop1 ≈ (R1/(R1+RTrimming+R2)) gm,Q1 ro,MP8. Le pôle dominant p0 ≈ 1/(ro,MP8 C1). Pour boucle2, la performance est Tloop2 ≈ (1/gm,MP8)/(R1+RTrimming+R2), p1 ≈ gm,MP8/C1. Le gain de boucle total de LNFL est TLNFL ≈ (R1 gm,Q1 ro,MP8 + 1/gm,MP8)/(R1+RTrimming+R2) * (1+s/z0)/((1+s/p0)(1+s/p1)). En considérant l'équation (2), cela se réécrit TLNFL ≈ (ro,MP8 ln N + 1/gm,MP8)/(R1+RTrimming+R2) * (1+s/z0)/((1+s/p0)(1+s/p1)), où z0 ≈ gm,MP8/[C1(1+1/ln N)]. Comme N=8, z0 ≈ 2 p1, étendant la bande passante de LNFL par deux.

Une GSBL est formée par l'amplificateur de courant, le cœur de la bande et l'amplificateur, fournissant le courant de polarisation pour tout le circuit de manière auto-polarisée avec un PSRR amélioré. Le gain de boucle de GSBL : TGSBL ≈ K(1/3 gm,MP8 || 1/gm,MX)/(R1+RTrimming+R2). L'effet principal de MX est d'abaisser l'impédance équivalente à VREF pour faciliter la compensation de boucle. TGSBL est réglé < 1 pour éviter l'oscillation. Avec LNFL et GSBL, la stabilité de VREF est grandement améliorée.

PSRR de la référence de tension proposée

Pour simplifier le calcul du PSRR, la résistance équivalente de la partie alimentée par VREF est d'abord calculée (Fig. 3). La Fig. 4a montre un modèle petit signal pour le calcul de la résistance équivalente des branches 1,2 où les courants I1, I2 circulent. La résistance équivalente Req1,2 s'exprime par l'équation (14). La tension de grille de MP6 étant déterminée par la tension de drain de MP7, l'atténuation du bruit d'alimentation (PSNA) au nœud M doit aussi être calculée (équation 15). Le bruit d'alimentation a peu d'influence sur la tension source-grille de MP6, faisant agir MP6 comme une haute impédance ro,MP6, séparant les impacts de bruit de l'amplificateur et du cœur de la bande.

La résistance équivalente de la branche avec I3 (Fig. 4b) : Req3 ≈ 6 Req4 / (gm,MX [3 gm,Q1 ro,Q1 (RT+R1+ro,Q3) + 3 Req4 + gm,Q1 ro,Q1 R1]). Le modèle petit signal de la branche avec I4 (Fig. 4c) : Req4 ≈ 1/gm,Q5 + R1 + RT + 1/gm,Q4 + R2. La résistance équivalente petit signal totale de l'amplificateur et du cœur de la bande : Req = Req1,2 || Req3 || Req4. Le PSRR total est illustré Fig. 5 et donné par l'équation (19). Comme gm ro >> 1 généralement, l'influence du bruit d'alimentation sur la tension de référence est fortement supprimée.

Résultats et discussion

La référence de tension est implémentée en procédé BCD 180 nm, dont le layout est montré Fig. 6, occupant une surface active de 0,05690 mm².

Les formes d'onde de démarrage simulées sont montrées Fig. 7, illustrant la procédure transitoire avec l'établissement de la tension d'alimentation. Lorsque la tension d'alimentation est faible, le circuit de référence n'est pas pleinement opérationnel, le courant de la branche de démarrage est très faible et la tension de référence reste à zéro. Avec l'augmentation de la tension d'alimentation, la tension de référence se stabilise d'abord à ~2 VBE en raison du fonctionnement anormal de la partie amplificateur. Lorsque la tension d'alimentation dépasse la tension minimale requise, l'amplificateur opérationnel cœur commence à fonctionner et la tension de référence se stabilise rapidement à la valeur désirée. Le courant de démarrage tombe près de zéro avec la tension de référence désirée, la SBCS proposée prenant la place de l'alimentation par la GSBL. La consommation du circuit de démarrage représente une faible partie de celle de la puce.

Les caractéristiques de température de VREF sont montrées Fig. 8. La variation de VREF sur -55 °C à 125 °C est de 11,3 mV, donnant un TC de 25 ppm/°C.

La Fig. 9 montre la sensibilité ligne (LS) de la tension de sortie. La BGR proposée s'établit avec succès au-dessus de 3 V d'alimentation, et la variation de VREF est de 0,2 mV entre 3-5 V, réalisant une bonne LS de 0,08 ‰/V.

Le PSRR amélioré est illustré Fig. 10 : 76 dB aux basses fréquences (accord avec les résultats théoriques équation 19) et >46 dB jusqu'à 1 MHz.

La méthode de rognage binaire conventionnelle convient à la BGR proposée, avec un rognage 8 bits pour RTrimming, donnant un pas de 9 mV/LSB. Le Tableau 1 montre les performances de la référence rognée avec 3-5 V d'alimentation et -55 à 125 °C sous différents coins de procédé (typique, lent, rapide). La dérive de température est dans les 0,6 %, LS < 0,12 ‰/V, PSRR > 71 dB@10 Hz. Le Tableau 2 donne le résumé des caractéristiques et la comparaison avec des références de tension précédemment rapportées. Comme la BGR proposée vise une haute stabilité d'alimentation, aucune compensation de température d'ordre supérieur n'est utilisée. Le TC de certaines références axées sur la température ou l'optimisation de puissance est plus petit. Le TC peut être encore optimisé avec les méthodes de compensation de courbure rapportées. Avec la structure compacte proposée, LNFL et GSBL sont réalisées avec une tension de référence indépendante de la température simultanément, offrant les meilleures performances PSRR et LS du Tableau 2.

Conclusion

Une BGR auto-polarisée compacte avec un PSRR élevé est présentée. La tension PTAT est implémentée par un amplificateur opérationnel avec tension de décalage d'entrée asymétrique, et la tension de température négative est superposée pour générer la tension de référence. Simultanément, deux boucles de rétroaction (LNFL et GSBL) sont réalisées avec les mêmes composants pour la stabilité en température, réduisant la complexité structurelle. Cela conduit à l'autosuffisance du courant d'alimentation et à l'amélioration de la sensibilité d'alimentation avec un PSRR élevé.

Disponibilité des données et matériaux

Toutes les données générées ou analysées pendant cette étude sont incluses dans cet article publié.

Abréviations

BGR :

Référence de bande

PSRR :

Rapport de rejet d'alimentation

TC :

Coefficient de température

PTAT :

Proportionnel à la température absolue

LNFL :

Boucle de rétroaction négative locale