Une référence de bande interdite à 180 nm avec une amélioration PSRR élevée

Résumé

Dans cet article, une référence de bande interdite auto-biaisée améliorée (BGR) avec un taux de réjection d'alimentation élevé (PSRR) est présentée. Un amplificateur opérationnel construisant une boucle de rétroaction est multiplexé avec la génération d'une tension à coefficient de température positif (TC) pour une consommation d'énergie inférieure, où une tension de décalage est adoptée pour obtenir une tension proportionnelle à la température absolue (PTAT). Avec la génération de référence indépendante de la température, deux boucles de rétroaction sont réalisées en même temps pour l'amélioration du PSRR, qui forment une boucle de rétroaction négative locale (LNFL) et une boucle globale auto-biaisée (GSBL). Le BGR proposé est implémenté dans une technologie BCD 180 nm, dont les résultats montrent que la tension de référence générée est de 2,506 V, et le TC est de 25 ppm/°C dans la plage de température de -55 à 125 °C. La sensibilité de ligne (LS) est de 0,08 ‰/V. Sans aucun condensateur de filtrage, le PSRR est de 76 dB aux basses fréquences, de plus de 46 dB jusqu'à 1 MHz.

Introduction

La référence de tension est l'un des modules de base des systèmes électroniques, qui est largement utilisé dans l'électronique médicale, la gestion de l'alimentation, les capteurs environnementaux sans fil et les circuits de communication. Avec l'amélioration de la technologie, la surface de la puce continue de rétrécir et la capacité anti-interférence continue d'augmenter, et les exigences en matière d'optimisation structurelle et d'immunité au bruit de la référence de tension augmentent considérablement, en particulier dans les applications à l'échelle nanométrique [1].

Les circuits de référence à bande interdite conventionnelle (BGR) nécessitent des blocs de circuit supplémentaires pour fournir un courant de polarisation pour l'ensemble du circuit, ce qui augmente considérablement la surface du circuit et la consommation d'énergie. Dans le même temps, le courant de polarisation généré est fortement affecté par la température, qui affecte le coefficient de température (TC) de la tension de référence. De nombreuses techniques de compensation d'ordre élevé pour un TC amélioré ont été rapportées, telles que la compensation de courbure par morceaux [2], la compensation de courbure exponentielle [3], la compensation de racine carrée basée sur les fuites (LSRC) [4], et ainsi de suite. Un autre inconvénient du circuit BGR conventionnel est qu'il est fortement affecté par l'environnement extérieur et que la tension de sortie est instable, ce qui est l'objet de cet article.

Le taux de réjection de l'alimentation (PSRR) est un paramètre important pour mesurer l'immunité au bruit d'une référence de tension. Les solutions conventionnelles pour améliorer le PSRR se font au détriment de la surface de la puce et de la consommation d'énergie [5], telles que des amplificateurs supplémentaires, des transistors à canal long, des structures cascode [6], un étage de gain supplémentaire [7], etc. Un atténuateur actif et une compensation d'adaptation d'impédance ont été adoptés dans [8] pour améliorer le PSRR aux basses et hautes fréquences, respectivement. Yue et al. [9] ont utilisé des miroirs de courant cascode pour améliorer le PSRR. Des techniques de biais corporel et de rétroaction négative ont été utilisées dans [10] pour un PSRR élevé.

Afin de surmonter les problèmes mentionnés ci-dessus, un BGR auto-biaisé amélioré avec un PSRR élevé est proposé dans ce mémoire. Deux boucles de rétroaction sont réalisées en même temps pour l'amélioration du PSRR, qui forment une boucle de rétroaction négative locale (LNFL) et une boucle globale auto-biaisée (GSBL). Pendant ce temps, une source de courant d'auto-polarisation (SBCS) pour l'ensemble du BGR est réalisée. À l'état d'équilibre, le BGR proposé est auto-alimenté via le GSBL sans modules de courant de polarisation et zone de puce supplémentaires. La technique présentée sépare la tension d'alimentation de la tension de référence de sortie via un amplificateur de courant intégré dans le GSBL, ce qui peut améliorer efficacement le PSRR. De plus, afin d'éviter l'instabilité de la tension de sortie, un LNFL est conçu à la borne de tension de sortie pour maintenir la tension de sortie stable. De plus, la tension de référence stable en température est générée avec LNFL et GSBL de manière multiplexée. Avec ces méthodes, un BGR auto-biaisé avec une amélioration PSRR élevée est mis en œuvre avec une structure compactée et une consommation de courant.

Méthode

Comme le montre la figure 1, le circuit BGR proposé se compose d'un circuit de démarrage, d'un amplificateur de courant, d'un amplificateur opérationnel et d'un noyau de référence à bande interdite. Le circuit de démarrage est utilisé pour se débarrasser du point zéro dégénéré. La tension de décalage intégrée dans l'amplificateur est réglée pour être proportionnelle à la tension de température absolue (PTAT), qui peut réaliser un courant PTAT à travers la résistance R1. Avec le TC positif de la tension entre R1 et R2, le TC négatif de V _BE(Q5) et V _BE(Q4) peut être correctement annulé pour obtenir une tension de référence stable en température au nœud V _REF . Dans le même temps, un LNFL s'est formé à l'aide d'un amplificateur pour améliorer les performances. Combiné avec l'amplificateur de courant en haut de la figure 1, un GSBL est réalisé pour une amélioration supplémentaire du PSRR. La mise en œuvre détaillée du BGR proposé est illustrée à la figure 2.

Schéma d'architecture équivalent de la référence de tension proposée

Schéma de la référence de tension proposée

Circuit de démarrage

Le circuit de démarrage est illustré dans la partie gauche de la Fig. 2. Au début de la phase de démarrage, la tension de sortie V _REF est au niveau bas, ce qui maintient MN8 et MN9 éteints. Le courant traversant MP1_1 est utilisé pour générer un courant de démarrage vers MP5, où MP1_1 est une grande résistance avec un rapport d'aspect assez petit. La tension à V _REF sera progressivement chargé par le courant de démarrage. Lorsque la tension à V _REF dépasse la tension de fonctionnement minimale de la partie centrale de la bande interdite, le courant de polarisation pour l'amplificateur sera généré. Cela conduira le BGR au point de fonctionnement souhaité. Dans le même temps, les transistors MN8 et MN9 seront progressivement passants, ce qui commute le courant d'alimentation de MP5 sur le courant auto-polarisé généré dans le noyau de la bande interdite. Une fois le démarrage terminé, le courant de démarrage n'est pas coupé pour V _REF réajustement en cas de chute de la tension de référence pour certaines raisons [11].

Générateur SBCS

Il y a deux boucles SBCS dans le BGR proposé, qui sont utiles pour l'amélioration des performances [1]. Le premier est situé au niveau du courant de queue de l'amplificateur. Le courant PTAT à travers le transistor Q4 est reflété dans Q3. Cependant, le courant traversant Q4 est déterminé par la tension aux bornes de la résistance R1, qui est limitée à la tension de décalage d'entrée de l'amplificateur. En raison des mêmes rapports d'aspect de MP7 et MP8, la tension de décalage d'entrée de l'amplificateur peut être exprimée sous la forme

$$ {V}_{OS}={V}_T\ln N $$ (1)

où N est le rapport de surface de Q1 et Q2, et V _T est la tension thermique. Par conséquent, le courant dans les parties centrales de l'amplificateur et de la bande interdite est le courant PTAT, qui peut être donné par

$$ {I}_{R1}={V}_T\ln N/{R}_1 $$ (2)

Le courant du noyau de référence de la bande interdite est reflété dans l'amplificateur en tant que courant de queue, formant la première boucle auto-polarisée.

La deuxième boucle SBCS est constituée de l'amplificateur de courant. Le courant PATA montré dans l'équation (2) est reflété dans l'amplificateur de courant par le miroir de courant de MP7 et MP6. Puis le courant, I , est amplifié par K comme source actuelle du nœud VREF, qui peut être décrit comme

$$ K={k}_1{k}_2 $$ (3)

où k ₁ =S _{MN 6} /S _{MN 7} , k ₂ =S _MP3 /S _MP2 , S _i est le rapport hauteur/largeur du transistor i . Par conséquent, le courant, KI , est réinjecté dans les parties centrales de l'amplificateur et de la bande interdite, ce qui construit la deuxième boucle d'auto-polarisation.

Afin de garantir le bon fonctionnement avec une faible consommation électrique, le courant, KI , doit être légèrement supérieur à l'exigence de courant minimale de l'amplificateur et du noyau de bande interdite. Dans la conception proposée, les courants à travers MP6, MP7 et MP8 sont réglés au même niveau, I . Le courant traversant le noyau de la bande interdite est de 2I . Par conséquent, la relation, 6 ≥ K> 5, devrait être satisfait [12,13,14].

V _REF Circuit générateur

Le V _REF Le circuit générateur est illustré dans la partie droite de la figure 2, qui se compose d'un amplificateur et d'un noyau à bande interdite. Comme le montre l'équation (2), la tension de décalage PTAT de l'amplificateur est multiplexée par les boucles SBCS [15]. Cela rend le courant à travers R1, R2 et R_Trimming est le courant PTAT, qui est utilisé comme compensation de température du TC négatif de Q4 et Q5. La tension de référence générée, V _REF , peut être exprimé sous la forme

$$ {V}_{REF}=2{V}_{BE}+\left(1+\frac{R_2+{R}_{Trim\min g}}{R_1}\right){V}_T\ En N $$ (4)

Avec le réglage du rapport de (R ₂ + R _{Découper min g} )/R ₁ , une tension de référence compensée en température peut être réalisée avec une dérive à basse température.

Commentaires

Un LNFL est établi dans le noyau de l'amplificateur et de la bande interdite, qui est formé de deux petits LNFL. Le premier, loop1, est de l'entrée de l'amplificateur à V _REF , et retour à l'entrée de l'amplificateur. L'autre, loop2, vient de V _REF via le noyau Bandgap jusqu'à la queue actuelle de l'amplificateur et le retour à V _REF . Pour loop1, il existe des boucles locales doubles à contre-réaction positive et à contre-réaction négative avec l'entrée de l'amplificateur. La boucle de rétroaction positive est composée de Q5, R2, R1, Q1, MP8 et MX. La boucle de rétroaction négative se compose de Q5, R2, Q2 et MX. Le gain de la boucle de rétroaction positive et négative est dérivé comme

$$ {A}_{V, PF}=\frac{R_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1} {r}_{o, MP8} $$ (5) $$ {A}_{V, NF}=\frac{R_1+{R}_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\ min g}+{R}_2}{g}_{m,Q2}{r}_{o, MP8} $$ (6)

où g _{m , Q 1} est la transconductance du transistor Q1, r _{o , MP 8} est la résistance de sortie du transistor MP8, et le g _m de Q1 et Q2 est approximativement égal. Étant donné que l'effet de la boucle de rétroaction négative est plus fort que celui de la boucle de rétroaction positive, la boucle1 se comporte comme une boucle de rétroaction, dont la caractéristique de boucle peut être exprimée par

$$ {T}_{\mathrm{loop}1}\approx \frac{R_1}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1}{r }_{o, MP8} $$ (7) $$ {p}_0\approx \frac{1}{r_{o, MP8}{C}_1} $$ (8)

où p ₀ est le pôle dominant. Concernant loop2, la performance peut être donnée par

$$ {T}_{\mathrm{loop}2}\approx \frac{1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $ $ (9) $$ {p}_1\approx \frac{g_{m, MP8}}{C_1} $$ (10)

où g _{m , MP 8} est la transconductance du transistor MP8, et p ₁ est le pôle dominant. En conséquence, le gain de boucle total de LNFL est

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\approx \frac{R_1{g}_{m,Q1}{r}_{o, MP8}+1/{g}_{m, MP8}} {R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+ s/{p}_1\droit)} $$ (11)

L'équation (2) prise en considération, l'équation (11) peut être réécrite comme,

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\approx \frac{r_{o, MP8}\ln N+1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+s/{p}_1\right)} $$ (12)

où z ₀ g _{m , MP 8} /[C ₁ (1 + 1/ ln N )]. Depuis N =8 dans la conception proposée, il fait le zéro, z ₀ , approximativement égal à deux fois le pôle, p ₁ , ce qui peut doubler la bande passante de boucle de LNFL.

Un GSBL est formé par l'amplificateur de courant, le noyau de bande interdite et l'amplificateur, qui peuvent fournir un courant de polarisation pour l'ensemble du circuit dans une méthode auto-polarisée avec des performances PSRR améliorées. Le gain de boucle de GSBL peut être donné par

$$ {T}_{\mathrm{GSBL}}\approx \frac{K\left(1/3{g}_{m, MP8}\Big\Vert 1/{g}_{m, MX}\ à droite)}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $$ (13)

où g _{m , MX} est la transconductance du transistor M _X . L'effet principal du transistor M _X est d'abaisser l'impédance équivalente à V _REF avec la commodité de la compensation de boucle. T _GSBL est défini pour être plus petit que un dans la conception proposée, ce qui peut éviter les oscillations.

Avec l'aide de LNFL et GSBL, la stabilité de la tension de référence générée, V _REF , peut être grandement amélioré.

PSRR de la référence de tension proposée

Afin de simplifier le calcul du PSRR du circuit proposé, la résistance équivalente de la partie alimentée par la tension de référence, V _REF , est d'abord calculé. Le schéma de calcul de cette partie est représenté sur la Fig. 3 [16].

R_éq schéma de calcul

La figure 4a montre un modèle à petit signal pour le calcul de la résistance équivalente des branches de circuit 1, 2, où les courants I ₁ et Je ₂ flux dans la Fig. 3, respectivement. Ensuite, la résistance équivalente, R _{éq 1,2} , peut être exprimé sous la forme

$$ {R}_{eq1,2}\approx \frac{3{R}_{eq,4}{r}_{o,Q1}}{3{g}_{m,Q1}{r} _{o,Q1}\gauche({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+{g}_{m,Q1}{R}_1{r}_{o, Q1}+3{R}_{eq,4}} $$ (14)

où g _{m ,Q 1} et r _{o ,Q 1} sont la transconductance et la résistance de sortie de Q1, respectivement ; R _{éq 4} est la résistance équivalente de la branche avec I ₄ . Étant donné que la tension de grille de MP6 illustrée à la figure 2 est déterminée par la tension de drain de MP7, l'atténuation du bruit d'alimentation (PSNA) au nœud M doit également être calculée, ce qui peut être donné par

$$ {V}_M=\Delta {V}_{ref}+\frac{g_{m,Q1}{R}_1{r}_{o,Q2}}{2{g}_{m, MP7 }\gauche({r}_{o,Q2}+{r}_{o, MP8}\right){R}_{eq4}}\Delta {V}_{ref}\approx \Delta {V} _{ref} $$ (15)

où r _{o ,MP 8} et r _{o ,Q 2} sont la résistance de sortie de MP8 et Q2, respectivement ; g _{m ,MP 7} est la transconductance de MP7. Comme indiqué dans l'équation (15), le bruit d'alimentation a peu d'influence sur la tension source-grille de MP6. Cela fait que MP6 agit comme une haute impédance, r _{o ,MP 6} , qui sépare les impacts du bruit des pièces de base de l'amplificateur et de la bande interdite.

Modèle à petit signal pour R_eq . un R_eq1,2 schéma de calcul. b R_eq3 schéma de calcul. c R_eq4 schéma de calcul

La résistance équivalente de branche avec I ₃ dans la figure 3 peut être dérivé de la figure 4b, qui peut être exprimé comme

$$ {R}_{eq3}\approx \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{ o,Q1}\gauche({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r }_{o,Q1}{R}_1\right]} $$ (16)

où g _{m ,Mx} est la transconductance de Mx. Le modèle à petit signal de résistance équivalente de branche avec I ₄ dans la Fig. 3 est montré dans la Fig. 4c, qui est,

$$ {R}_{eq4}\environ 1/{g}_{m,Q5}+{R}_1+{R}_T+1/{g}_{m,Q4}+{R}_2 $$ (17)

Par conséquent, la résistance équivalente en petit signal des parties centrales de l'amplificateur et de la bande interdite sur la figure 3 est

$$ {R}_{eq}={R}_{eq1,2}\left\Vert {R}_{eq3}\right\Vert {R}_{eq4} $$ (18)

Par conséquent, le PSRR total de la référence de tension proposée peut être illustré à la Fig. 5. Le PSRR peut être donné par

$$ \frac{\Delta {V}_{ref}}{\Delta {V}_{CC}}\approx \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}{ g}_{m, mp3}{r}_{o, mp3}{r}_{o, mp6}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1}\left ({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1 }{R}_1\droit]} $$ (19)

Depuis g _m r _o> > 1 est généralement valide, l'influence du bruit de l'alimentation sur la tension de référence générée est fortement supprimée.

Modèle à petit signal pour PSRR

Résultats et discussion

La référence de tension est implémentée dans un processus BCD de 180 nm, dont la disposition est illustrée à la Fig. 6, occupant un 0,05690 mm² zone active.

Tracé du circuit proposé

Les formes d'onde de démarrage simulées sont représentées sur la figure 7, qui illustre la procédure transitoire avec l'établissement de la tension d'alimentation. Lorsque la tension d'alimentation est faible, l'ensemble du circuit de référence n'est pas entièrement exploité, ce qui signifie que le courant de dérivation de démarrage est très faible et que la tension de référence est maintenue à zéro. Avec la montée de la tension d'alimentation, la tension de référence générée est d'abord stable à environ 2V _BE en raison du fonctionnement anormal de la partie amplificateur de la figure 2. Lorsque la tension d'alimentation dépasse la tension d'alimentation minimale requise du BGR proposé, l'amplificateur opérationnel principal commence à fonctionner et la tension de référence est rapidement stabilisée à la valeur souhaitée. En outre, le courant de démarrage tombe à peu près à zéro avec une tension de référence souhaitée, tandis que le SBCS proposé remplace l'alimentation en courant avec le GSBL. La consommation électrique du circuit de démarrage représente une petite partie de celle de la puce.

Caractéristique transitoire de démarrage de la référence de tension proposée

Les caractéristiques de température de la tension de référence générée, V _REF , sont illustrés à la Fig. 8. La variation de tension de V _REF dans la plage de −55 °C ~ 125 °C est de 11,3 mV, où un TC de 25 ppm/°C est atteint.

Dépendance de la température de la tension de référence générée

La figure 9 montre la sensibilité de ligne (LS) de la tension de sortie de référence. Le BGR proposé peut être établi avec succès sur une tension d'alimentation de 3 V, et V _REF la variation est de 0,2 mV dans une tension d'alimentation de 3 -5 V. Cela signifie qu'un bon LS de 0,08 ‰/V est obtenu.

Dépendance de l'alimentation de la tension de référence générée

Les performances améliorées du PSRR sont illustrées à la figure 10, qui présente un PSRR de 76 dB, en accord avec les résultats théoriques de l'équation (19) à basses fréquences et au-dessus de 46 dB jusqu'à 1 MHz.

Caractéristique PSRR de la référence de tension proposée

La méthode de rognage binaire conventionnelle convient au BGR proposé, qui adopte un rognage de 8 bits pour R _Rogner . Cela peut réaliser une étape de rognage de 9 mV/LSB. Le tableau 1 montre les performances de la référence de tension ajustée avec une tension d'alimentation de 3 -5 V et une plage de température de -55 à 125 °C sous des angles de processus différents, qui incluent des cas typiques, lents et rapides. Comme le montre le tableau 1, la dérive de température est inférieure à 0,6 %, le LS est inférieur à 0,12 ‰/V et le PSRR est supérieur à 71 dB@10 Hz.

Le tableau 2 donne le résumé des caractéristiques de la référence de tension proposée et la comparaison avec certaines références de tension précédemment rapportées. Étant donné que la référence de tension proposée vise une stabilité d'alimentation élevée, aucune compensation de température d'ordre élevé n'est utilisée dans cet article. Par conséquent, le TC de [11,12,13], qui se concentre principalement sur les méthodes d'optimisation de la température ou de la puissance, est inférieur à celui de la référence de tension proposée. Le TC de la référence de tension proposée peut être optimisé davantage avec des méthodes de compensation de courbure rapportées dans la littérature selon les besoins. Avec la structure compactée proposée, LNFL et GSBL sont réalisés avec une tension de référence indépendante de la température en même temps, ce qui présente les meilleures performances PSRR et LS dans le tableau 2.

Conclusion

Un BGR auto-biaisé compacté avec un PSRR élevé est présenté dans cet article. La tension PTAT est mise en œuvre par un amplificateur opérationnel avec une tension de décalage d'entrée asymétrique, et la tension de température négative est superposée pour générer une tension de sortie de référence. Dans le même temps, deux boucles de rétroaction, LNFL et GSBL, sont réalisées avec les mêmes pièces pour la stabilité de la température, ce qui réduit la complexité structurelle. Cela conduit à une autosuffisance du courant d'alimentation et à une amélioration de la sensibilité de l'alimentation avec un PSRR élevé.