Comment les convertisseurs de données doivent-ils être modélisés pour les simulations système ?

Cet article lance une série explorant la question de savoir comment modéliser les convertisseurs de données pour les simulations de système.

Les ingénieurs se demandent souvent. Tout en travaillant sur divers projets avec des calendriers de conception serrés, ils se posent souvent des questions auxquelles ils aimeraient trouver des réponses, mais n'ont pas le temps de le faire. Ils se demandent encore.

Au cours de ses travaux d'ingénierie, votre auteur s'est posé diverses questions concernant le transfert de données vers et depuis un signal analogique RF et des signaux numériques I et Q. Récemment, il a eu le temps de chercher les réponses à certaines de ces questions et a rendu disponibles tous les résultats qu'il a pu obtenir dans des articles techniques. L'un de ces articles précédents abordait la question « Devrait-on combiner et séparer I et Q de manière numérique ou analogique ? » et un autre proposait « Exigences pour de bonnes performances de liaison de communication ».

La figure 1 de cet article initial montre l'option de conversion RF numérique-analogique directe et de conversion RF analogique-numérique directe. (Notez que les convertisseurs numérique-analogique {DAC} et les convertisseurs analogique-numérique {ADC} sont appelés conjointement « convertisseurs de données ».)

Figure 1(a). Modulateur

Figure 1(b). Démodulateur

Dans cet article, votre auteur s'est interrogé sur la question suivante :quelles sont les exigences de qualité pour le DAC et l'ADC de la figure 1 pour de bonnes performances de liaison de communication ? Il ne semble pas y avoir eu beaucoup de publications sur cette question.

Cela l'a amené à se demander, s'il devait simuler un convertisseur de données dans une liaison de communication, comment devrait-il être modélisé ?

Pour les simulations de taux d'erreur sur les bits (BER), le nombre d'erreurs sur les bits trouvés est divisé par le nombre total de bits pour calculer le BER. Pour des résultats statistiquement significatifs, il faut compter plusieurs centaines à mille erreurs. Même pour un BER assez élevé de 10-4 ; compter 500 erreurs prend 5 millions de bits. Pour que la simulation s'exécute dans un délai raisonnablement court, un modèle assez simple, qui capture de manière adéquate toutes les caractéristiques pertinentes du convertisseur de données, doit être trouvé.

Cet article décrit les informations qu'il a trouvées. Il était utile de diviser la discussion en discussions sur les ADC et les DAC. Remarque ajoutée dans la version .02 ; Les convertisseurs de données de type Sigma-Delta ne sont pas pris en compte dans cet article.

Modèles pour convertisseurs analogique-numérique (CAN)

Les références [4] à [18] ci-dessous traitent de l'analyse, des modèles, de la simulation, des tests et des spécifications des ADC. En particulier [13], [14], [16] et [17] présentent des modèles qui modélisent certains aspects des performances de l'ADC. En tant qu'ingénieur, votre auteur s'est demandé si un modèle plus simple et plus facile à comprendre était possible.

La figure 2 montre la quantification d'un CAN à 5 bits. Il y en a 2 ⁵ =32 niveaux. Étant donné que l'entrée peut être positive et négative, cela s'appelle ADC d'entrée bipolaire. Un aspect de cela sur lequel votre auteur s'était interrogé était la différence entre le dB par rapport à la pleine échelle (FS) entre le signal de crête et le signal moyen.

Figure 2.

La tension de crête du signal de la figure 2 se situe entre +0,9375 volt (FS+) et -1 volt (FS-); qui est de ±1 Volt à une bonne approximation.

Les ingénieurs RF sont habitués à gérer les valeurs efficaces du signal. La valeur efficace de l'onde sinusoïdale est de 0,707 Volts, - 3 dB par rapport à FS. Comme cela a dérouté votre auteur dans le passé, il a choisi de définir les unités dBpeakFS (dB du pic de tension du signal relatif à la pleine échelle), et dBrmsFS (dB de la valeur efficace du signal par rapport à la pleine échelle).

Un autre problème concerne la bande passante de la sortie ADC qui préoccupe quelqu'un. Pour les premières applications audio des CAN, en général, les gens étaient préoccupés par la bande passante complète de Nyquist.

Cependant, pour l'échantillonnage RF direct tel qu'illustré à la figure 1(b), seule la partie de la bande de Nyquist occupée par le signal, plus un peu pour les bandes de garde, est préoccupante. Cela a conduit votre auteur à définir la « bande passante intéressante » comme le montre la figure 3.

La « bande passante intéressante » est la bande passante qui est traitée par le traitement numérique du signal (DSP). C'est généralement la bande passante du signal souhaitée ou un peu plus large.

Figure 3.

Notez, sur la figure 3, que bien que le signal et les bandes passantes « intéressantes » soient les mêmes, les fréquences centrales des deux ne le sont pas. Cela peut être dû à l'échantillonnage passe-bande décrit dans notre premier article, où l'horloge ADC agit comme l'oscillateur local d'un mélangeur. La fréquence de l'horloge ADC sera notée fS. La fréquence de Nyquist =F_Nyquist =f_S /₂ .

Choix d'un signal d'entrée pour la mise en œuvre d'un modèle

Afin de caractériser l'ADC pour créer un bon modèle, il est nécessaire de définir un signal d'entrée utile. La plupart des spécifications ADC sont créées avec une seule entrée d'onde sinusoïdale. Cependant, comme cela a une bande passante de 0 Hz et aucune variation d'enveloppe, cela ne semble pas être un très bon signal. Une entrée à 2 tons, illustrée à la figure 4, a une bande passante supérieure à 0 Hz et présente une variation d'amplitude. Il est facile à générer sur le banc d'essai en utilisant deux sources de signaux de haute qualité et la combinaison de puissance correcte. De plus, la plupart des fiches techniques contiennent des informations sur les performances de l'appareil avec une entrée à 2 tons.

Figure 4.

Un signal test bicolore a également été proposé dans [4] and [12]. D'autres signaux de test qui ont été proposés incluent une entrée gaussienne avec une forme de spectre arbitraire [17] et des signaux AM ou FM [5]. En règle générale, ceux-ci nécessitent des générateurs de signaux moins courants et ne sont généralement pas indiqués dans les fiches techniques en tant qu'entrées pour les tests.

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Dans le prochain article, nous discuterons d'un modèle ADC utilisant un nombre effectif de bits (ENOB).

Pour le reste de cette série, veuillez vous référer au tableau suivant d'abréviations, de glossaires et de références.

Abréviations utilisées

Glossaires

Munson, Justin ; « Comprendre les tests et l'évaluation du DAC à grande vitesse » ; Note d'application des appareils analogiques AN-928 ; 2013

Arrants, Alex ; Brannon, Brad ; &Reeder, Rob ; « Comprendre les tests et l'évaluation des CAN haute vitesse » ; Note d'application des appareils analogiques AN-835 ; 2010

Boulanger, Bonnie; « Un glossaire des spécifications analogiques-numériques et des caractéristiques de performance » ; Rapport d'application Texas Instruments SBAA147B ; 2011

Malobert, Franco; Convertisseurs de données ; Éditions Springer ; Chapitres 2 :« Spécifications du convertisseur de données » ; et 9 : « Test des convertisseurs N/A et A/N »

Myderrizi, moi; Zeki, A, « Convertisseurs numériques-analogiques à pilotage de courant :spécifications fonctionnelles, bases de conception et modélisation comportementale », Magazine Antennas and Propagation, IEEE, vol.52, n°4, pp.197,208, août 2010 ; Section 3. "Spécifications fonctionnelles pour la caractérisation des performances d'un DAC"

Références

Informations générales

[1] Brodsky, Wesley; « La combinaison et la séparation I et Q doivent-elles être effectuées de manière numérique ou analogique ? » ; Livre blanc sur les communications sans fil WesBrodsky :WBWC.01 ; 2014

[2] Maloberti, Franco; Convertisseurs de données ; Éditions Springer ; 2007

[3] VanTrees, Harry L; Théorie de la détection, de l'estimation et de la modulation, Partie III, Traitement du signal radar/sonar et signaux gaussiens dans le bruit ; John Wiley et fils; 1971. Annexe : « Représentation complexe des signaux, des systèmes et des processus passe-bande »

Analyse ADC, modèles, simulation, tests et spécifications

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[5] Vedral, J.; Fexa, P. ; Svatos, J., "Using of AM and FM signal for ADC testing," Instrumentation and Measurement Technology Conference (I2MTC), 2010 IEEE , vol., n°, pp.508,511, 3-6 mai 2010

[6] Kester, Walt; « Le bon, le mauvais et le laid du bruit d'entrée ADC - L'absence de bruit est-elle un bon bruit ? » ; Tutoriel sur les appareils analogiques MT-004 ; 2008

[7] Arrants, Alex; Brannon, Brad ; Reeder, Rob ; « Comprendre les tests et l'évaluation des CAN haute vitesse » ; Note d'application des appareils analogiques AN-835 ; 2010

[8] Kester, Walt; « Comprenez SINAD, ENOB, SNR, THD, THD + N et SFDR pour ne pas vous perdre dans le bruit de fond » ; Tutoriel sur les appareils analogiques MT-003 ; 2008

[9] Shinagawa, M. ; Akazawa, Yukio ; Wakimoto, Tsutomu, "Jitter analysis of high-speed sampling systems," Solid-State Circuits, IEEE Journal of , vol.25, n°1, pp.220,224, février 1990

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[15] Kester, Walt; « Figure de bruit ADC—Une spécification souvent mal comprise et mal interprétée » ; Tutoriel Analog Devices MT-006; 2014

[16] Brannon, Brad ; MacLeod, Tom ; « Comment ADIsimADC modélise un ADC » ; Note d'application des appareils analogiques AN-737 ; 2009

[17] Dardari, D., "Joint clip and quantization effects characterization in OFDM receivers," Circuits and Systems I:Regular Papers, IEEE Transactions on, vol.53, n°8, pp.1741,1748, août 2006

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Analyse DAC, modèles, simulation, tests et spécifications

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[20] Angrisani, L.; D'Arco, M., "Modeling Timing Jitter Effects in Digital-to-Analog Converters," Instrumentation and Measurement, IEEE Transactions on, vol.58, n°2, pp.330,336, février 2009

[21] D'Apuzzo, M. ; D'Arco, M. ; Liccardo, A; Vadursi, M., "Modélisation des formes d'onde de sortie DAC", Instrumentation et mesure, IEEE Transactions on, vol.59, n°11, pp.2854,2862, novembre 2010

[22] Myderrizi, I; Zeki, A, "Convertisseurs numériques-analogiques à pilotage de courant :spécifications fonctionnelles, principes de base de la conception et modélisation comportementale", magazine Antennas and Propagation, IEEE, vol.52, n°4, pp.197,208, août 2010

[23] Sang Min Lee ; Taleie, S.M. ; Saripalli, G.R. ; Dongwon Seo, "Estimation de la fuite TX induite par le bruit et la phase d'horloge d'un DAC d'émetteur sans fil en bande de base", Circuits and Systems II:Express Briefs, IEEE Transactions on , vol.59, n°5, pp.277 281, mai 2012

[24] Naoues, M.; Morché, D.; Dehos, C.; Barrak, R. ; Ghazel, A, "Nouvelle technique de modélisation comportementale DAC pour la spécification du système WirelessHD," Electronics, Circuits, and Systems, 2009. ICECS 2009. 16th IEEE International Conference on, vol., n°, pp.543,546, 13-16 décembre 2009

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[26] Ling, W.A, "Shaping Quantization Noise and Clipping Distortion in Direct-Detection Discrete Multitone," Lightwave Technology, Journal of, vol.32, n°9, pp.1750,1758, 1er mai 2014

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[28] Pearson, Chris ; « Bases des convertisseurs numérique-analogique à grande vitesse » ; Rapport d'application Texas Instruments SLAA523A; 2012

[29] Munson, Justin; « Comprendre les tests et l'évaluation du DAC à grande vitesse » ; Note d'application des appareils analogiques AN-928 ; 2013