Considérations Pratiques pour les Amplificateurs Opérationnels

Les amplificateurs opérationnels réels s'écartent du modèle idéal de plusieurs façons : décalage d'entrée, rejet de mode commun fini, courants de polarisation, dérive thermique, et gain et phase dépendants de la fréquence. Comprendre ces non-idéalités est essentiel pour concevoir des circuits analogiques robustes. Bien que de nombreuses erreurs soient négligeables dans des applications simples, elles peuvent devenir critiques en instrumentation de précision, conditionnement de signal, ou systèmes à haute vitesse. Dans certains cas, l'effet peut être compensé ; dans d'autres, un dispositif de qualité supérieure, plus coûteux, peut être requis.

Gain en Mode Commun

Dans un amplificateur différentiel idéal, la sortie est strictement fonction de la différence de tension entre ses deux entrées. Lorsque les entrées sont court-circuitées ensemble (tension différentielle nulle), toute tension de mode commun appliquée, V_CM, ne devrait pas altérer la sortie. Le gain idéal en mode commun est donc zéro.

Les amplis op réels, cependant, présentent un faible gain en mode commun. Le rapport de rejet de mode commun (CMRR) est défini comme le rapport du gain différentiel au gain en mode commun :

Pour le classique 741, le CMRR est en moyenne d'environ 70 dB, équivalent à un rapport d'environ 3 000:1. Comme le gain différentiel est typiquement d'ordres de grandeur plus grand, l'impact du gain en mode commun est généralement mineur lorsque la rétroaction négative est employée. Néanmoins, dans les configurations de type instrumentation, le désaccord des résistances peut introduire un gain en mode commun significatif, comme démontré ci-dessous.

Voici une simulation SPICE d'un amplificateur d'instrumentation avec les entrées court-circuitées et une tension de mode commun variable. Dans le circuit parfaitement équilibré, la sortie reste à zéro volt sur tout le balayage :

amplificateur instrumentation
v1 1 0
rin1 1 0 9e12
rjump 1 4 1e-12
rin2 4 0 9e12
e1 3 0 1 2 999k
e2 6 0 4 5 999k
e3 9 0 8 7 999k
rload 9 0 10k
r1 2 3 10k
rgain 2 5 10k
r2 5 6 10k
r3 3 7 10k
r4 7 9 10k
r5 6 8 10k
r6 8 0 10k
.dc v1 0 10 1
.print dc v(9)
.end

v1 v(9)
0.000E+00 0.000E+00
1.000E+00 1.355E-16
2.000E+00 2.710E-16
3.000E+00 0.000E+00
4.000E+00 5.421E-16
5.000E+00 0.000E+00
6.000E+00 0.000E+00
7.000E+00 0.000E+00
8.000E+00 1.084E-15
9.000E+00 -1.084E-15
1.000E+01 0.000E+00

L'introduction d'un léger déséquilibre de résistance (ex: augmenter R₅ de 10 kΩ à 10,5 kΩ) produit un gain en mode commun mesurable, comme vu dans le balayage de sortie suivant :

v1 v(9)
0.000E+00 0.000E+00
1.000E+00 -2.439E-02
2.000E+00 -4.878E-02
3.000E+00 -7.317E-02
4.000E+00 -9.756E-02
5.000E+00 -1.220E-01
6.000E+00 -1.463E-01
7.000E+00 -1.707E-01
8.000E+00 -1.951E-01
9.000E+00 -2.195E-01
1.000E+01 -2.439E-01

Bien que la différentielle d'entrée reste nulle, la sortie varie maintenant d'environ 0,24 V sur un balayage de mode commun 0–10 V, illustrant comment le désaccord des résistances peut générer un gain en mode commun indésirable. Le remède est simple : assurer un appariement précis des résistances et, si possible, inclure un potentiomètre de réglage sur le réseau de rétroaction du dernier ampli op pour annuler le gain résiduel en mode commun.

Tension de Décalage (Offset)

La tension de décalage est la tension qui apparaît à la sortie lorsque les deux entrées sont court-circuitées ensemble. Idéalement, ce serait zéro ; en pratique, c'est souvent quelques millivolts et peut pousser la sortie à la saturation, surtout dans les conceptions à alimentation unique. Le décalage est exprimé comme une tension d'entrée équivalente qui produirait la sortie observée lorsqu'elle est appliquée à un amplificateur parfaitement idéal :

Les fabricants fournissent des broches de nullification de décalage sur de nombreux amplis op (ex: broches 1 et 5 sur le DIP 8 broches du 741). En connectant un petit potentiomètre entre ces broches et la tension de polarisation d'entrée, l'utilisateur peut affiner le décalage près de zéro. Tous les amplis n'exposent pas de broches de nullification ; consultez la fiche technique de la pièce spécifique.

Courant de Polarisation (Bias Current)

Les amplis op ont une impédance d'entrée élevée, mais le courant de polarisation — généralement quelques microampères — est requis pour faire fonctionner l'étage d'entrée interne. Dans les circuits où une entrée unique est connectée à une source à haute impédance (ex: un thermocouple ou une électrode pH), le courant de polarisation peut créer une chute de tension à travers la résistance série, menant à des erreurs de mesure.

Par exemple, dans une configuration suiveur de tension avec une résistance source de 1 MΩ, un courant de polarisation de 10 µA produit une erreur de 10 mV. La technique courante pour atténuer ceci est d'ajouter une résistance de valeur égale sur l'autre entrée, équilibrant ainsi les chutes de tension dues aux courants de polarisation :

Dans les amplificateurs inversants ou non-inversants, la résistance de compensation est choisie pour correspondre à la combinaison parallèle des deux résistances du réseau de rétroaction :

Un bon mise à la masse de l'alimentation est également critique. Sans masse commune, les courants de polarisation n'ont pas de chemin pour circuler, rendant l'étage d'entrée de l'ampli op inefficace. Assurez-vous toujours qu'une borne de l'alimentation est connectée à la référence de masse du circuit.

Dérive (Drift)

Les variations de température causent la dérive du courant de polarisation, de la tension de décalage, et d'autres paramètres. L'étendue de la dérive varie avec la technologie du dispositif ; les amplis op à entrée JFET ou MOSFET présentent généralement une dérive plus faible que les conceptions bipolaires. Sélectionner une pièce à faible dérive et, là où une haute précision est requise, maintenir un environnement à température stable (ex: avec une enceinte à température contrôlée) sont les contre-mesures les plus efficaces.

Réponse en Fréquence

Un gain différentiel élevé rend les amplis op sujets à l'oscillation par rétroaction. Un simple suiveur de tension construit avec un 3130 peut osciller à moins qu'un condensateur de compensation ne soit ajouté entre les deux broches spéciales de « compensation ». Même quand un condensateur est interne (comme dans le 741), le gain CA diminue avec la fréquence, limitant la bande passante utilisable.

Les fabricants publient des courbes de réponse en fréquence (gain vs fréquence). Les concepteurs doivent s'y référer lors de la spécification de la bande passante en boucle fermée pour éviter la dégradation des performances ou l'instabilité.

Déphasage Entrée-Sortie

Pour illustrer le déphasage, nous avons mesuré le OPA227 en configuration non-inversante avec un gain de 34× (~50 dB). Le gain en boucle ouverte intersecte la ligne de gain en boucle fermée de 50 dB à environ 22 kHz, établissant un pôle dominant. Par conséquent, le déphasage en boucle fermée est le suivant :

• ~0° à 2,2 kHz (une décade en dessous du pôle)
• ~45° à 22 kHz (au pôle)
• ~90° à 220 kHz (une décade au-dessus du pôle)

Les captures d'oscilloscope confirment ces prédictions : pas de déphasage à 2,2 kHz, ~45° à 22 kHz, et ~90° à 220 kHz.

Fiches de Travail Connexes

• Fiche de travail : Circuits Additionneur et Soustracteur Ampli Op
• Fiche de travail : Circuits Amplificateurs de Tension Inversants et Non-Inversants Ampli Op