Optimisation de l'INL à faible luminosité dans les capteurs d'image CMOS :analyse et simulation

Avec la demande croissante de capteurs d'image à plus haute résolution, le pas de pixel a été réduit pour s'adapter à un plus grand nombre de pixels dans la même taille de capteur. Afin de lire à la même fréquence d'images, plusieurs lignes doivent être lues simultanément. Cela nécessite plusieurs convertisseurs analogique-données (ADC) par pas de pixel. En conséquence, le pas de l'ADC a été encore réduit, nécessitant une disposition plus étroite. La probabilité de couplage parasite augmente, ce qui se manifeste par une diaphonie électrique. Dans l'architecture ADC à pente unique, les ADC ont des réseaux communs partagés, notamment les alimentations, les masses, les biais et la rampe. Un plus grand nombre d’ADC convertis en même temps peut entraîner un rebond sur ces réseaux partagés. Cela peut conduire à des non-idéalités, dont la non-linéarité.

Figure 1. Architecture de lecture parallèle à colonnes. (Image : Forza Silicium)

En plus des sources traditionnelles de non-linéarité, les effets au niveau du réseau deviennent plus visibles en raison de la taille du réseau plus grande et plus dense des CAN. Ceux-ci peuvent provoquer des creux dans le tracé de linéarité qui sont fastidieux à corriger et nécessitent plusieurs courbes de correction. Traditionnellement, des colonnes optiquement noires sont utilisées pour la correction du bruit de ligne et l'annulation du décalage. Comme ils ont tous des niveaux de signal similaires, ils se convertissent en même temps et introduisent une perturbation sur les réseaux partagés. Cela peut créer une non-linéarité dans les régions les plus sombres d’une image, ce qui est plus apparent à l’œil humain. De plus, le nombre de conversions ADC dans l'obscurité peut changer en fonction de la scène. En conséquence, l’ampleur de la perturbation varie et rend sa correction plus difficile. Il vaut donc mieux éliminer le problème à la source.

ADC à pente unique et linéarité

Figure 2. Un CAN à pente unique typique. Le bus de colonne de pixels est lu à l'aide d'une opération CDS. (Image : Forza Silicium)

L'architecture ADC à colonnes parallèles et un schéma ADC à pente unique sont présentés respectivement dans la figure 1 et la figure 2. Les CAN utilisent un double échantillonnage corrélé (CDS) pour lire la tension des pixels. La mise à zéro automatique (AZ) est terminée par rapport au niveau de réinitialisation des pixels. La rampe est maintenue à un niveau de référence fixe et le niveau TG du pixel est échantillonné. Ce niveau est comparé à un signal de rampe allant de haut en bas dans ce scénario. Au moment où le signal de rampe et le niveau TG sont identiques, une impulsion de verrouillage est générée.

Cette impulsion est utilisée pour verrouiller la valeur du compteur, qui est le code numérique souhaité correspondant au signal de pixel. Dans une matrice ADC, il y a un ADC par ligne de bus colonne. Les alimentations, les masses, les biais et la rampe sont partagés par tous les ADC du réseau. En conséquence, toute perturbation sur ces réseaux partagés, provoquée par un rebond lors de la conversion simultanée de sections du réseau ADC, sera commune à tous les ADC lors de la lecture d'une ligne particulière. Traditionnellement, des colonnes optiquement sombres sont ajoutées sur le côté du réseau de pixels actif pour corriger tout bruit de ligne ou décalages fixes.

La linéarité mesure la différence entre la sortie mesurée et la sortie idéale. Elle est quantifiée en termes de non-linéarité intégrée (INL). Les sources typiques d'INL dans les capteurs d'image CMOS incluent le suiveur de source de sortie de pixel, la source de courant VLN, la rampe, le condensateur d'échantillonnage au niveau de l'entrée ADC et le préamplificateur. La contribution du suiveur de source de pixels à l'INL est principalement due à l'effet de corps, qui augmente la tension de seuil du dispositif à mesure que la tension de la source augmente. C'est ce qu'on appelle le signal sombre (Figure 3). Le courant VLN change à mesure que la tension drain-source du dispositif VLN varie (modulation de longueur de canal). La variation du courant VLN affecte la transconductance (gm) de la source de sortie suiveuse du pixel, rendant son signal de gain dépendant (1) où Rs est l'impédance de sortie du VLN.

Figure 3. Source follower et effet de corps qui en résulte sur sa sortie. (Image : Forza Silicium)

L'utilisation d'une source de courant cascode VLN permet de réduire l'effet de la modulation de longueur de canal. Cependant, cela a pour effet secondaire de réduire la plage utilisable du signal de pixel, car le dispositif VLN peut sortir de la saturation à des niveaux de signal brillants. La rampe est une autre source majeure d'INL, en particulier aux niveaux de signal sombre, en raison de la résistance finie de la source de courant dans le générateur de rampe. Enfin, dans l'ADC, les principales sources d'INL sont le circuit d'échantillonnage et le préampli. Le circuit d'échantillonnage INL se produit en raison de la résistance dépendante du signal du commutateur et de la capacité dépendante du signal du capuchon d'échantillonnage, ce qui affecte l'erreur de stabilisation du niveau de réinitialisation du pixel et du niveau TG du pixel.

Sources d'INL à faible luminosité et solutions possibles

Comme décrit dans la section 2, les ADC partagent tous l'alimentation/terre, les biais et la rampe. Si un nombre important d’ADC sont convertis simultanément, un rebond se produira sur les réseaux partagés. Étant donné que le CDS est utilisé pour annuler les décalages aléatoires des pixels et des ADC, les conversions pour le même niveau de signal se produisent à proximité. Par conséquent, si plusieurs CAN convertissent le même niveau de signal, un rebond important entraînera un INL. Cet effet est plus important dans la région du signal sombre où le bruit temporel du pixel et de l'ADC dominent le bruit du photon. Les ADC convertissant un niveau de signal plus brillant ont plus de bruit de tir et ne se convertissent pas en même temps, ce qui entraîne un rebond plus réparti. En plus des colonnes optiquement noires, le nombre d'ADC convertissant dans la région du signal sombre peut changer en fonction de la scène. La perturbation a également une composante spatiale, les ADC proches de la source de la perturbation subissant un rebond plus important, ce qui entraîne un INL plus important. En conséquence, INL dépendra de la scène à la fois en termes d’ampleur et de distribution spatiale, ce qui est très difficile à corriger en post-traitement. Réduire l'INL sur la puce est donc souhaitable.

Cette formule explique que la variation du courant VLN affecte la transconductance (gm) de la source de sortie suiveuse du pixel, rendant son signal de gain dépendant (1) où Rs est l'impédance de sortie du VLN. (Image : Forza Silicium)

La rampe est une source majeure d’INL. Les ADC convertissant le réseau actif auront des bosses dans leur tracé INL à des niveaux de faible luminosité en raison d'une perturbation de la pente de la rampe. L'ampleur de la perturbation sera réduite dans les CAN plus éloignés de la source, grâce aux filtres passe-bas du RC parasite sur le routage de distribution de la rampe. La perturbation sur la rampe est provoquée par l'effet de rebond de la transition de sortie du préampli, via une capacité parasite vers la rampe. En raison du petit pas de l'ADC, un acheminement plus serré est nécessaire, ce qui rend plus difficile l'isolation de la rampe.

Figure 4. Capacité de Miller dans le préampli. (Image : Forza Silicium)

Si le pourcentage d’agresseurs augmente, selon la scène, les pots-de-vin augmenteront. Une attention particulière doit être accordée au tracé de la rampe lors de la création d'une disposition pour la colonne ADC. Une autre source de couplage parasite est le CGD du MOSFET d'entrée du préampli (Figure 4). Ces dispositifs sont conçus pour avoir un W et un L élevés afin de réduire le bruit de scintillement et ont donc une capacité associée plus grande. L'utilisation d'une configuration cascode sur le préampli permet de réduire l'effet Miller de la capacité.

Une autre source de perturbation est le biais du comparateur. La perturbation peut provenir de la polarisation elle-même ou de l'alimentation/terre à laquelle elle est référencée. Ceci est dû au CGD de la source actuelle (c'est-à-dire le même mécanisme que le préampli). La perturbation de l'alimentation/terre est causée par une chute soudaine de l'IR lorsque la sortie du comparateur commute. Le niveau de chute IR peut devenir important car le courant n'est pas négligeable, en particulier lorsque de nombreux CAN se convertissent simultanément, ou lorsque l'impédance d'alimentation et de terre est grande, par exemple en raison du nombre limité de couches métalliques.

Figure 5. Variation de la conversion ADC en raison de la différence de temps de transition. (Image : Forza Silicium)

En raison des tendances actuelles visant à passer à une résolution plus élevée dans le même format de capteur d'image et à une fréquence d'images plus élevée, le pas de l'ADC a diminué pour s'adapter à davantage d'ADC et atteindre les spécifications. Mais comme la taille du capteur n’est pas également ajustée, le routage des réseaux d’alimentation et de terre n’a pas été amélioré du même facteur. La chute IR provoque une modification du VGS de la polarisation du comparateur, ce qui entraîne une modification du courant pour le comparateur ADC victime. À son tour, le bruit sur le courant de polarisation modifie le temps de transition du comparateur, ce qui peut se manifester par une non-linéarité (Figure 5).

La non-linéarité devient plus importante pour des taux de comptage ADC plus rapides, qui sont utilisés pour réduire le temps de ligne effectif afin d'obtenir une fréquence d'images élevée. Pour réduire les nuisances, plusieurs options s’offrent à vous. Premièrement, la force d'entraînement du générateur de polarisation peut être augmentée pour diminuer l'impédance du nœud de polarisation, ce qui contribuera à une stabilisation plus rapide de la perturbation. Deuxièmement, le nombre de portes à commutation rapide sur le même domaine de puissance peut être réduit, ce qui contribue à réduire la chute IR sur l'alimentation/la masse. Ceci est accompli en déplaçant ces appareils vers un domaine d’alimentation différent. Une attention particulière doit également être accordée à la minimisation de la résistance du routage d'alimentation/terre.

Une autre approche consiste à réduire l’effet du problème sur les ADC victimes. Ceci peut être réalisé en échantillonnant séparément la tension de polarisation dans chaque CAN. En conséquence, la perturbation ne se propagera pas à travers le réseau de biais; toute perturbation sur l'alimentation/la masse sera reflétée sur la tension de polarisation échantillonnée, en maintenant le même VGS. Des précautions appropriées doivent être prises pour dimensionner le capuchon d'échantillonnage afin que la perturbation de l'alimentation/du sol ne modifie pas le VGS. Un compromis lors de l'échantillonnage de la tension de polarisation du comparateur est l'introduction du bruit kTC. Étant donné que le comparateur suit le préamplificateur dans la chaîne de signaux, l'effet du kTC sur le bruit temporel du CAN référencé en entrée est généralement insignifiant.

Figure 6. Banc d’essai de simulation INL. Dans ce diagramme, le réseau ADC est divisé en neuf sections. (Image : Forza Silicium)

Pour étudier cet effet, le réseau ADC est modélisé et tracé INL. La résistance de routage pour toutes les alimentations, masses, polarisations et rampes est modélisée dans le banc de test de simulation. Les références — rampe et biais — sont acheminées horizontalement. Les fournitures et les terrains sont acheminés horizontalement et verticalement. Le réseau ADC est modélisé en le divisant en sections et en utilisant le facteur m. Un soin particulier est apporté au choix du nombre de sections nécessaires pour modéliser le réseau afin que toute variation liée à l'alimentation/au sol puisse être simulée dans un temps d'exécution raisonnable. Des colonnes sombres sont également incluses dans le banc de test. Les CAN sont extraits RC afin que l'effet de la capacité parasite soit visible dans les résultats. Le routage vertical des alimentations et de la terre est soigneusement modélisé pour représenter le routage réel dans le capteur. Le banc de test est configuré de manière à ce qu'une section du réseau soit maintenue à un niveau de signal d'obscurité fixe. L'entrée du reste des ADC du tableau est balayée vers leur tracé INL. La linéarité de chaque section est comparée pour déterminer s'il existe un modèle spatial. Le schéma fonctionnel du banc de test est présenté dans la figure 6.

Figure 7. Comparaison des tracés INL. (Image : Forza Silicium)

Le résultat de la simulation avant et après modifications est présenté dans la figure 7. Le tracé INL concerne les 25 premiers pour cent de la plage du signal. Le résultat d'origine affiche le tracé INL, sans aucune modification. Les deux graphiques suivants montrent l'INL avec les modifications mentionnées dans la section précédente. Dans un graphique, le biais du comparateur n’est pas échantillonné, tandis que dans l’autre cas, le biais du comparateur est échantillonné. Comme on peut le constater, l'INL s'améliore considérablement lorsque le biais du comparateur est échantillonné.

Cet article a présenté une méthodologie d'analyse et de simulation pour prédire la non-linéarité en basse lumière dans un réseau ADC. Les sources conventionnelles d'INL sont bien comprises, mais à mesure que la résolution du réseau de pixels a augmenté et que le pas de l'ADC a par conséquent été réduit, des sources supplémentaires de non-linéarité du réseau sont devenues importantes. Plusieurs sources possibles peuvent affecter les réseaux communs dans un réseau ADC, notamment la rampe et les biais. Des méthodes permettant de réduire ces perturbations sont présentées, qui nécessitent des choix de conception minutieux. Une méthode pour identifier les sources est également présentée, qui nécessite une modélisation minutieuse du réseau ADC. Les résultats simulés révèlent une baisse de l'INL à de faibles niveaux de code qui s'améliore après les modifications.

Cet article a été rédigé par Jatin Hansrani, ingénieur principal en conception analogique, Forza Silicon Corporation (Pasadena, Californie). Pour plus d'informations, visitez ici  .