Comment choisir une inductance à montage en surface pour un convertisseur DC/DC

Comprendre les bases du principe du convertisseur à découpage aidera les concepteurs à sélectionner la meilleure inductance pour leur application. Par Mitchell Rhine, directeur de l'ingénierie, Signal Transformer.

Les régulateurs de tension linéaires traditionnels présentent un inconvénient majeur :la chute de tension aux bornes du transistor de passage multipliée par le courant de charge équivaut à une perte de puissance. L'option préférée est souvent un convertisseur CC/CC à découpage, dans lequel les transistors de puissance commutent en continu avec un rapport cyclique qui, avec un filtrage supplémentaire, fournit la tension de sortie requise.

Dans cette configuration, le transistor est soit ON, sans chute de tension, soit OFF sans passage de courant. Cela signifie que la dissipation de puissance a tendance à descendre à zéro lors de la commutation entre les états, ce qui donne un rendement allant jusqu'à 95%, tandis que les convertisseurs linéaires fournissent généralement environ 50%. Les convertisseurs à découpage ont un autre avantage majeur en ce que leur topologie signifie qu'ils peuvent fonctionner en mode abaisseur (appelé « buck »), élévateur (« boost ») ou inverse (« buck-boost »).

Une compréhension de base du principe du convertisseur à découpage est utile pour sélectionner l'inducteur requis. Cet article se concentrera sur quelques configurations de base, principalement sur le très populaire convertisseur abaisseur à fréquence fixe fonctionnant en "mode continu".

Fig. 1 :Un simple convertisseur DC/DC à commutation.

Un convertisseur abaisseur de base se compose uniquement d'un commutateur, d'une inductance, d'un condensateur et d'une diode (Fig. 1 ). En supposant un commutateur et une diode idéaux, V_sw =0 et V_d =0, simplifie l'explication du fonctionnement du convertisseur. Dans un cas de conception réel, pour déterminer avec précision la valeur d'inductance requise L, le cycle de service attendu D et l'efficacité de fonctionnement, V_sw et V_d doivent être considérés comme non nuls et leur effet sur le circuit convertisseur doit être inclus.

Lorsque l'interrupteur est sur ON, la diode est éteinte et un courant de rampe circule directement de l'entrée à la sortie. Lorsque l'interrupteur est sur OFF, la tension aux bornes de l'inducteur inverse la polarité en raison de son inductance tentant de maintenir le courant circulant. Cela allumera la diode « catch », ce qui entraînera une décélération du courant jusqu'à ce que l'interrupteur se rallume et que le cycle se répète. Le courant de rampe ON augmente la magnétisation du noyau de l'inducteur, stockant de l'énergie dans l'inducteur, qui est renvoyée pendant le cycle OFF lorsque le courant diminue.

Fig. 2 : la forme d'onde en rampe d'un convertisseur CC/CC à commutation.

La forme d'onde du courant circulant dans l'inducteur dans le cas d'un convertisseur abaisseur est illustrée à la Fig. 2 . Il comprend une composante continue moyenne et une composante alternative, qui monte et descend périodiquement. Le courant continu est égal au courant de charge continu I_load . En régime permanent, le courant inducteur en fin de cycle est égal à celui en début de cycle.

L'action de commutation contrôlée entraîne

V_out =D * V_dans (Équation 1)

avec D étant le rapport cyclique comme D =t_on /(t_sur + t_désactivé ).

La fréquence de commutation est déterminée par f_sw =1/(t_sur + t_désactivé ), avec t_on =D/f_sw .

En additionnant toutes les chutes de tension générées dans le circuit pendant le temps ON, et en supposant que V_sw =0, cela donne

V_dans – V_ind – V_out =0 (Équation 2)

Si nous substituons maintenant V_ind =L * di/dt, avec di ressemblant à l'amplitude de la rampe de courant I_rampe et dt l'heure ON t_on , cela nous amènera à

L * I_rampe =(V_dans – V_out ) * t_sur (Équation 3)

Cela a une conséquence importante car le côté droit de l'équation 3 est constant pour une différence de tension entrée-sortie donnée, ce qui implique la même chose pour la fréquence de commutation résultante et la valeur de t_on . Une valeur d'inductance L plus grande équivaut à une composante de courant de rampe plus petite, tandis que des valeurs d'inductance plus petites conduiront à une rampe de courant plus grande. En poussant cela à l'extrême, si l'inductance est choisie pour être très petite, il peut y avoir une rampe de courant si grande qu'à une condition de courant de faible charge, le courant total circulant dans l'inducteur pourrait tomber à zéro pendant une partie de la période de commutation . Cette condition est appelée mode discontinu.

Il y a une autre considération importante qui doit être gardée à l'esprit; une inductance plus petite, qui peut être intéressante dans certaines applications, conduit à un courant de rampe d'inducteur plus important, ce qui provoque une ondulation plus élevée sur la tension de sortie. Une grande I_rampe augmente également les pertes de noyau AC dans l'inducteur. En règle générale, je _rampe doit être faible par rapport au courant de charge maximal ; cela détermine la valeur d'inductance L pour une conception de système donnée.

Passons maintenant à une spécification clé concernant le choix de la valeur d'inductance appropriée. C'est le courant de crête maximum à travers l'inducteur. En régime permanent, il est

I_max =I_{load_max} + I_rampe /2 (Équation 4)

En regardant l'équation 3, il est évident que je _rampe est indépendant de I_load . Pour déterminer I_max , une considération plus détaillée est nécessaire quant à la façon dont je _rampe variera avec différentes valeurs de V_in après avoir décidé des valeurs de l'inducteur L.

Additionner toutes les chutes de tension et avec V_d =0 pendant le temps OFF, cela se traduit par

V_ind – V_out =0 (Équation 5)

Considérant V_ind =L * di/dt, avec di l'amplitude de la rampe de courant I_rampe et dt étant l'heure d'arrêt t_off , nous amène à

Je _rampe =V_out * t_off /L (Équation 6)

Si V_out est constant, je_rampe est au maximum lorsque t_off est également au maximum. Cela se produit lorsque V_dans est au maximum, et cette condition détermine I_rampe et le courant de crête maximal de l'inducteur (Équation 4).

Avec la valeur d'inductance déterminée et le courant maximal connu, cela nous conduit finalement à la sélection du type d'inducteur approprié. Les inductances blindées et à faible EMI sont de bons choix pour les cartes densément peuplées, comme c'est le cas dans les nouvelles conceptions IoT. Leur avantage est que leur flux magnétique est contenu dans le corps de l'inducteur, ce qui réduit l'impact du rayonnement sur les traces et les composants PCB environnants.

À titre d'exemple, la série SCRH de pièces à blindage magnétique de Signal Transformer est disponible avec des valeurs d'inductance allant de 1,0 µH à 180 µH, des courants de saturation de 0,15 A à 5,0 A et des hauteurs de 1,9 mm à 4 mm. Si une valeur d'inductance plus élevée est requise, la série SCxxxxC offre des valeurs de 10 µH à 1 mH, avec des courants de saturation de 0,045 A à 8 A et des hauteurs de 2,92 mm à 7,62 mm. D'autres séries sont disponibles pour les applications à courant élevé ainsi que des inductances non blindées pour une efficacité maximale et une tenue en puissance robuste qui incluent des dimensions à profil bas.

source d'image en vedette :Transformateur de signal