Considérations pratiques sur l'amplificateur opérationnel

v1 v(9) 0.000E+00 0.000E+00 1.000E+00 1.355E-16 2.000E+00 2.710E-16 3.000E+00 0.000E+00 Comme vous pouvez le voir, la tension de sortie v( 9) 4.000E+00 5.421E-16 ne change pratiquement pas pour une tension d'entrée en mode commun 5.000E+00 0.000E+00 (v1) qui balaie de 0 6.000E+00 0.000E+00 à 10 volts. 7.000E+00 0.000E+00 8.000E+00 1.084E-15 9.000E+00 -1.084E-15 1.000E+01 0.000E+00 

Mis à part de très petits écarts (en fait dus aux bizarreries de SPICE plutôt qu'au comportement réel du circuit), la sortie reste stable là où elle devrait être :à 0 volt, avec un différentiel de tension d'entrée nul. Cependant, introduisons un déséquilibre de résistance dans le circuit, augmentant la valeur de R₅ de 10 000 à 10 500 Ω, et voyez ce qui se passe (la netlist a été omise par souci de concision - la seule chose modifiée est la valeur de R₅ ):

v1 v(9) 0.000E+00 0.000E+00 1.000E+00 -2.439E-02 2.000E+00 -4.878E-02 3.000E+00 -7.317E-02 Cette fois, nous voyons une variation significative 4.000E+00 -9.756E-02 (de 0 à 0.2439 volts) dans la tension de sortie 5.000E+00 -1.220E-01 car la tension d'entrée en mode commun balaie 6.000E+00 -1.463E-01 de 0 à 10 volts comme avant. 7.000E+00 -1.707E-01 8.000E+00 -1.951E-01 9.000E+00 -2.195E-01 1.000E+01 -2.439E-01 

Notre différentiel de tension d'entrée est toujours de zéro volt, mais la tension de sortie change de manière significative lorsque la tension de mode commun est modifiée. Cela indique un gain en mode commun, quelque chose que nous essayons d'éviter. Plus que cela, c'est un gain en mode commun de notre propre fabrication, n'ayant rien à voir avec les imperfections des amplis-op eux-mêmes. Avec un gain différentiel très tempéré (en réalité égal à 3 dans ce circuit particulier) et aucun retour négatif à l'extérieur du circuit, ce gain en mode commun ne sera pas contrôlé dans une application de signal d'instrument.

Il n'y a qu'une seule façon de corriger ce gain en mode commun, et c'est d'équilibrer toutes les valeurs de résistance. Lors de la conception d'un amplificateur d'instrumentation à partir de composants discrets (plutôt que d'en acheter un dans un package intégré), il est sage de fournir des moyens de faire des ajustements précis à au moins une des quatre résistances connectées à l'ampli-op final pour pouvoir " rogner » un tel gain en mode commun. Fournir les moyens de « couper » le réseau de résistances présente également des avantages supplémentaires. Supposons que toutes les valeurs de résistance soient exactement comme elles devraient être, mais qu'un gain en mode commun existe en raison d'une imperfection dans l'un des amplificateurs opérationnels. Avec la disposition d'ajustement, la résistance pourrait être ajustée pour compenser ce gain indésirable.

Une bizarrerie de certains modèles d'amplificateurs opérationnels est celle de la sortie latch-up , généralement causée par la tension d'entrée en mode commun dépassant les limites admissibles. Si la tension de mode commun tombe en dehors des limites spécifiées par le fabricant, la sortie peut soudainement « verrouiller » en mode haut (saturer à pleine tension de sortie). Dans les amplificateurs opérationnels à entrée JFET, un verrouillage peut se produire si la tension d'entrée en mode commun s'approche trop près de la tension négative du rail d'alimentation. Sur l'amplificateur opérationnel TL082, par exemple, cela se produit lorsque la tension d'entrée en mode commun se situe à environ 0,7 volts de la tension négative du rail d'alimentation. Une telle situation peut facilement se produire dans un circuit à alimentation simple, où le rail d'alimentation négatif est mis à la terre (0 volt) et le signal d'entrée est libre de basculer à 0 volt.

Le verrouillage peut également être déclenché par la tension d'entrée en mode commun dépassant tensions de rail d'alimentation, négatives ou positives. En règle générale, vous ne devez jamais permettre à la tension d'entrée de dépasser la tension positive du rail d'alimentation ou de descendre en dessous de la tension négative du rail d'alimentation, même si l'amplificateur opérationnel en question est protégé contre le verrouillage (comme le 741 et 1458 modèles d'amplificateurs opérationnels). À tout le moins, le comportement de l'ampli-op peut devenir imprévisible. Au pire, le type de verrouillage déclenché par des tensions d'entrée dépassant les tensions d'alimentation peut être destructeur pour l'ampli-op.

Bien que ce problème puisse sembler facile à éviter, sa possibilité est plus probable que vous ne le pensez. Considérons le cas d'un circuit amplificateur opérationnel lors de la mise sous tension. Si le circuit reçoit la pleine tension du signal d'entrée avant sa propre alimentation a eu le temps de charger les condensateurs de filtrage, la tension d'entrée en mode commun peut facilement dépasser les tensions du rail d'alimentation pendant une courte période. Si l'amplificateur opérationnel reçoit une tension de signal d'un circuit alimenté par une source d'alimentation différente et que sa propre source d'alimentation tombe en panne, la ou les tensions de signal peuvent dépasser les tensions du rail d'alimentation pendant une durée indéterminée !

Tension de décalage

Une autre préoccupation pratique pour les performances de l'amplificateur opérationnel est le décalage de tension . C'est-à-dire, effet d'avoir la tension de sortie autre chose que zéro volt lorsque les deux bornes d'entrée sont court-circuitées ensemble. Rappelons que les amplificateurs opérationnels sont avant tout des amplificateurs différentiels :ils sont censés amplifier la différence de tension entre les deux connexions d'entrée et rien de plus. Lorsque cette différence de tension d'entrée est exactement de zéro volt, nous nous attendrions (idéalement) à avoir exactement zéro volt présent sur la sortie. Cependant, dans le monde réel, cela arrive rarement. Même si l'ampli-op en question a un gain en mode commun nul (CMRR infini), la tension de sortie peut ne pas être à zéro lorsque les deux entrées sont court-circuitées ensemble. Cet écart par rapport à zéro est appelé offset .

Un ampli-op parfait produirait exactement zéro volt avec ses deux entrées court-circuitées et mises à la terre. Cependant, la plupart des amplis opérationnels du commerce conduiront leurs sorties à un niveau saturé, négatif ou positif. Dans l'exemple ci-dessus, la tension de sortie est saturée à une valeur positive de 14,7 volts, juste un peu moins que +V (+15 volts) en raison de la limite de saturation positive de cet ampli-op particulier. Étant donné que le décalage dans cet ampli-op conduit la sortie à un point complètement saturé, il n'y a aucun moyen de dire combien de décalage de tension est présent à la sortie. Si l'alimentation séparée +V/-V était d'une tension suffisamment élevée, qui sait, peut-être que la sortie serait de plusieurs centaines de volts dans un sens ou dans l'autre en raison des effets de décalage !

Pour cette raison, la tension de décalage est généralement exprimée en termes de quantité équivalente d'entrée différentiel de tension produisant cet effet. En d'autres termes, nous imaginons que l'ampli-op est parfait (aucun décalage) et qu'une petite tension est appliquée en série avec l'une des entrées pour forcer la tension de sortie dans un sens ou dans l'autre à s'éloigner de zéro. Étant donné que les gains différentiels de l'amplificateur opérationnel sont si élevés, le chiffre de la "tension de décalage d'entrée" n'a pas besoin d'être très important pour tenir compte de ce que nous voyons avec les entrées court-circuitées :

La tension de décalage aura tendance à introduire de légères erreurs dans tout circuit d'amplificateur opérationnel. Alors comment le compenser ? Contrairement au gain en mode commun, le fabricant prend généralement des dispositions pour réduire le décalage d'un ampli-op emballé. Habituellement, deux bornes supplémentaires sur le boîtier de l'ampli-op sont réservées à la connexion d'un potentiomètre externe « trim ». Ces points de connexion sont étiquetés offset null et sont utilisés de cette manière générale :

Sur les amplificateurs opérationnels simples tels que les 741 et 3130, les points de connexion nuls décalés sont les broches 1 et 5 sur le boîtier DIP à 8 broches. D'autres modèles d'amplificateurs opérationnels peuvent avoir des connexions nulles décalées situées sur des broches différentes et/ou nécessiter une configuration légèrement différente de la connexion du potentiomètre de compensation. Certains amplificateurs opérationnels ne fournissent pas du tout de broches nulles décalées ! Consultez les spécifications du fabricant pour plus de détails.

Bias actuel

Les entrées d'un ampli-op ont des impédances d'entrée extrêmement élevées. C'est-à-dire que les courants d'entrée entrant ou sortant des deux connexions de signal d'entrée d'un amplificateur opérationnel sont extrêmement faibles. Pour la plupart des analyses de circuits d'amplificateurs opérationnels, nous les traitons comme s'ils n'existaient pas du tout. Nous analysons le circuit comme s'il n'y avait absolument aucun courant entrant ou sortant des connexions d'entrée. Cette image idyllique, cependant, n'est pas tout à fait vraie. Les amplis-op, en particulier ceux avec des entrées de transistor bipolaire, doivent avoir une certaine quantité de courant à travers leurs connexions d'entrée pour que leurs circuits internes soient correctement polarisés. Ces courants, logiquement, sont appelés courants de polarisation . Dans certaines conditions, les courants de polarisation de l'amplificateur opérationnel peuvent être problématiques. Le circuit suivant illustre l'une de ces conditions problématiques :

À première vue, nous ne voyons aucun problème apparent avec ce circuit. Un thermocouple, générant une petite tension proportionnelle à la température (en fait, une tension proportionnelle à la différence en température entre la jonction de mesure et la jonction « de référence » formée lorsque les fils du thermocouple en alliage se connectent aux fils de cuivre menant à l'amplificateur opérationnel) entraîne l'amplificateur opérationnel positif ou négatif. En d'autres termes, il s'agit d'une sorte de circuit comparateur, comparant la température entre la jonction du thermocouple d'extrémité et la jonction de référence (près de l'amplificateur opérationnel). Le problème est le suivant :la boucle de fil formée par le thermocouple ne fournit pas de chemin pour les deux courants de polarisation d'entrée, car les deux courants de polarisation essaient de suivre le même chemin (soit dans l'amplificateur opérationnel, soit à l'extérieur).

Pour que ce circuit fonctionne correctement, nous devons mettre à la terre l'un des fils d'entrée, fournissant ainsi un chemin vers (ou depuis) ​​la terre pour les deux courants :

Pas forcément un problème évident, mais bien réel !

Une autre façon dont les courants de polarisation d'entrée peuvent causer des problèmes est de faire chuter les tensions indésirables sur les résistances du circuit. Prenons par exemple ce circuit :

Nous nous attendons à ce qu'un circuit suiveur de tension tel que celui ci-dessus reproduise précisément la tension d'entrée à la sortie. Mais qu'en est-il de la résistance en série avec la source de tension d'entrée ? S'il y a un courant de polarisation à travers l'entrée non inverseuse (+), cela fera chuter une certaine tension aux bornes de R_in , rendant ainsi la tension à l'entrée non inverseuse inégale à la V_in réelle valeur. Les courants de polarisation sont généralement de l'ordre du microampère, donc la chute de tension aux bornes de R_in ne sera pas beaucoup, à moins que R_in est très grand. Un exemple d'application où la résistance d'entrée (R_in ) serait être très grand est celui des électrodes de sonde de pH, où une électrode contient une barrière de verre perméable aux ions (un très mauvais conducteur, avec des millions de de résistance).

Si nous construisions réellement un circuit d'ampli-op pour la mesure de la tension d'électrode de pH, nous voudrions probablement utiliser un ampli-op d'entrée FET ou MOSFET (IGFET) au lieu d'un ampli-op d'entrée construit avec des transistors bipolaires (pour moins de courant de polarisation d'entrée). Mais même dans ce cas, les légers courants de polarisation qui peuvent rester peuvent entraîner des erreurs de mesure, nous devons donc trouver un moyen de les atténuer grâce à une bonne conception.

Une façon de le faire est basée sur l'hypothèse que les deux courants de polarisation d'entrée seront les mêmes. En réalité, ils sont souvent presque identiques, la différence entre eux étant appelée courant de décalage d'entrée . S'ils sont identiques, nous devrions pouvoir annuler les effets de la chute de tension de la résistance d'entrée en insérant une quantité égale de résistance en série avec l'autre entrée, comme ceci :

Avec la résistance supplémentaire ajoutée au circuit, la tension de sortie sera plus proche de V_in qu'avant, même s'il y a un décalage entre les deux courants d'entrée.

Pour les circuits amplificateurs inverseurs et non inverseurs, la résistance de compensation de courant de polarisation est placée en série avec l'entrée non inverseuse (+) pour compenser les chutes de tension de courant de polarisation dans le réseau diviseur :

Dans les deux cas, la valeur de résistance de compensation est déterminée en calculant la valeur de résistance parallèle de R₁ et R₂ . Pourquoi la valeur est-elle égale au parallèle équivalent de R₁ et R₂ ? Lorsque vous utilisez le théorème de superposition pour déterminer la chute de tension produite par le courant de polarisation de l'entrée inverseuse (-), nous traitons le courant de polarisation comme s'il provenait d'une source de courant à l'intérieur de l'amplificateur opérationnel et court-circuitons toutes les sources de tension (V_in et V_out ). Cela donne deux chemins parallèles pour le courant de polarisation (via R₁ et par R₂ , les deux à la terre). Nous voulons dupliquer l'effet du courant de polarisation sur l'entrée non inverseuse (+), donc la valeur de résistance que nous choisissons d'insérer en série avec cette entrée doit être égale à R₁ en parallèle avec R₂ .

Un problème connexe, parfois rencontré par les étudiants qui apprennent juste à construire des circuits d'amplificateurs opérationnels, est causé par l'absence d'une connexion à la terre commune à l'alimentation. C'est impératif au bon fonctionnement de l'amplificateur opérationnel, qu'une borne de l'alimentation CC soit commune à la connexion « terre » du ou des signaux d'entrée. Cela fournit un chemin complet pour les courants de polarisation, le ou les courants de retour et pour le courant de charge (sortie). Prenez cette illustration de circuit, par exemple, montrant une alimentation correctement mise à la terre :

Ici, les flèches indiquent le chemin du flux d'électrons à travers les batteries d'alimentation, à la fois pour alimenter les circuits internes de l'amplificateur opérationnel (le "potentiomètre" à l'intérieur qui contrôle la tension de sortie) et pour alimenter la boucle de rétroaction des résistances R ₁ et R₂ . Supposons, cependant, que la connexion à la terre de cette alimentation CC « divisée » soit supprimée. L'effet de cela est profond :

Aucun électron ne peut entrer ou sortir de la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel, car le chemin menant à l'alimentation est une « impasse ». Ainsi, aucun électron ne traverse la connexion à la terre à gauche de R₁ , ni par la boucle de rétroaction. Cela rend effectivement l'ampli-op inutile :il ne peut ni maintenir le courant à travers la boucle de rétroaction, ni à travers une charge mise à la terre, car il n'y a aucune connexion d'un point de l'alimentation à la terre.

Les courants de polarisation sont également arrêtés, car ils dépendent d'un chemin vers l'alimentation et reviennent à la source d'entrée via la terre. Le schéma suivant montre les courants de polarisation (uniquement), lorsqu'ils passent par les bornes d'entrée de l'amplificateur opérationnel, par les bornes de base des transistors d'entrée, et éventuellement par la ou les bornes d'alimentation et reviennent à la terre.

Sans référence à la terre sur l'alimentation, les courants de polarisation n'auront pas de chemin complet pour un circuit et ils s'arrêteront. Étant donné que les transistors à jonction bipolaire sont des dispositifs contrôlés en courant, cela rend également l'étage d'entrée de l'amplificateur opérationnel inutile, car les deux transistors d'entrée seront forcés de se couper par l'absence totale de courant de base.

AVIS :

• Les entrées de l'amplificateur opérationnel conduisent généralement de très faibles courants, appelés courants de polarisation , nécessaire pour polariser correctement le premier étage d'amplificateur à transistors interne aux circuits des amplificateurs opérationnels. Les courants de polarisation sont faibles (de l'ordre du microampère), mais suffisamment importants pour causer des problèmes dans certaines applications.
• Les courants de polarisation dans les deux entrées doit avoir des chemins pour s'écouler vers l'un des « rails » d'alimentation ou vers la terre. Il ne suffit pas d'avoir un chemin conducteur d'une entrée à l'autre.
• Pour annuler les tensions de décalage causées par le courant de polarisation circulant dans les résistances, ajoutez simplement une résistance équivalente en série avec l'autre entrée de l'amplificateur opérationnel (appelée résistance de compensation ). Cette mesure corrective est basée sur l'hypothèse que les deux courants de polarisation d'entrée seront égaux.
• Toute inégalité entre les courants de polarisation dans un amplificateur opérationnel constitue ce qu'on appelle un courant de décalage d'entrée .
• Il est essentiel pour le bon fonctionnement de l'ampli-op qu'il y ait une référence à la terre sur une borne de l'alimentation, pour former des chemins complets pour les courants de polarisation, le ou les courants de retour et le courant de charge.

Dérive

Étant des dispositifs à semi-conducteurs, les amplificateurs opérationnels sont sujets à de légers changements de comportement avec des changements de température de fonctionnement. Tout changement dans les performances de l'ampli-op avec la température relève de la catégorie de la dérive de l'ampli-op . Les paramètres de dérive peuvent être spécifiés pour les courants de polarisation, la tension de décalage, etc. Consultez la fiche technique du fabricant pour plus de détails sur un ampli-op particulier.

Pour minimiser la dérive de l'amplificateur opérationnel, nous pouvons sélectionner un amplificateur opérationnel conçu pour avoir une dérive minimale et/ou nous pouvons faire de notre mieux pour maintenir la température de fonctionnement aussi stable que possible. Cette dernière action peut impliquer de fournir une certaine forme de contrôle de la température à l'intérieur de l'équipement abritant le ou les amplificateurs opérationnels. Ce n'est pas aussi étrange que cela puisse paraître au premier abord. Les générateurs de référence de tension de précision standard de laboratoire, par exemple, sont parfois connus pour utiliser des « fours » pour maintenir leurs composants sensibles (tels que les diodes Zener) à des températures constantes. Si une précision extrêmement élevée est souhaitée par rapport aux facteurs habituels de coût et de flexibilité, cela peut être une option à considérer.

AVIS :

• Les amplificateurs opérationnels, étant des dispositifs à semi-conducteurs, sont sensibles aux variations de température. Toute variation des performances de l'amplificateur résultant de changements de température est connue sous le nom de dérive . La dérive est mieux minimisée avec le contrôle de la température ambiante.

Réponse en fréquence

Avec leurs gains de tension différentielle incroyablement élevés, les amplificateurs opérationnels sont des candidats de choix pour un phénomène connu sous le nom d'oscillation de rétroaction . You’ve probably heard the equivalent audio effect when the volume (gain) on a public-address or other microphone amplifier system is turned too high:that high pitched squeal resulting from the sound waveform “feeding back” through the microphone to be amplified again. An op-amp circuit can manifest this same effect, with the feedback happening electrically rather than audibly.

A case example of this is seen in the 3130 op-amp, if it is connected as a voltage follower with the bare minimum of wiring connections (the two inputs, output, and the power supply connections). The output of this op-amp will self-oscillate due to its high gain, no matter what the input voltage. To combat this, a small compensation capacitor must be connected to two specially-provided terminals on the op-amp. The capacitor provides a high-impedance path for negative feedback to occur within the op-amp’s circuitry, thus decreasing the AC gain and inhibiting unwanted oscillations. If the op-amp is being used to amplify high-frequency signals, this compensation capacitor may not be needed, but it is absolutely essential for DC or low-frequency AC signal operation.

Some op-amps, such as the model 741, have a compensation capacitor built in to minimize the need for external components. This improved simplicity is not without a cost:due to that capacitor’s presence inside the op-amp, the negative feedback tends to get stronger as the operating frequency increases (that capacitor’s reactance decreases with higher frequencies). As a result, the op-amp’s differential voltage gain decreases as frequency goes up:it becomes a less effective amplifier at higher frequencies.

Op-amp manufacturers will publish the frequency response curves for their products. Since a sufficiently high differential gain is absolutely essential to good feedback operation in op-amp circuits, the gain/frequency response of an op-amp effectively limits its “bandwidth” of operation. The circuit designer must take this into account if good performance is to be maintained over the required range of signal frequencies.

AVIS :

• Due to capacitances within op-amps, their differential voltage gain tends to decrease as the input frequency increases. Frequency response curves for op-amps are available from the manufacturer.

Input to Output Phase Shift

In order to illustrate the phase shift from input to output of an operational amplifier (op-amp), the OPA227 was tested in our lab. The OPA227 was constructed in a typical non-inverting configuration (Figure below).

OPA227 Non-inverting stage

The circuit configuration calls for a signal gain of ≅34 V/V or ≅50 dB. The input excitation at Vsrc was set to 10 mVp, and three frequencies of interest:2.2 kHz, 22 kHz, and 220 MHz. The OPA227’s open loop gain and phase curve vs. frequency is shown in Figure below.

A_V and Φ vs. Frequency plot

To help predict the closed loop phase shift from input to output, we can use the open loop gain and phase curve. Since the circuit configuration calls for a closed loop gain, or 1/β, of ≅50 dB, the closed loop gain curve intersects the open loop gain curve at approximately 22 kHz. After this intersection, the closed loop gain curve rolls off at the typical 20 dB/decade for voltage feedback amplifiers, and follows the open loop gain curve.

What is actually at work here is the negative feedback from the closed loop modifies the open loop response. Closing the loop with negative feedback establishes a closed loop pole at 22 kHz. Much like the dominant pole in the open loop phase curve, we will expect phase shift in the closed loop response. How much phase shift will we see?

Since the new pole is now at 22 kHz, this is also the -3 dB point as the pole starts to roll off the closed loop again at 20 dB per decade as stated earlier. As with any pole in basic control theory, phase shift starts to occur one decade in frequency before the pole, and ends at 90 ^o of phase shift one decade in frequency after the pole. So what does this predict for the closed loop response in our circuit?

This will predict phase shift starting at 2.2 kHz, with 45 ^o of phase shift at the -3 dB point of 22 kHz, and finally ending with 90 ^o of phase shift at 220 kHz. The three Figures shown below are oscilloscope captures at the frequencies of interest for our OPA227 circuit. Figure below is set for 2.2 kHz, and no noticeable phase shift is present. Figure below is set for 220 kHz, and ≅45 ^o of phase shift is recorded. Finally, Figure below is set for 220 MHz, and the expected ≅90 ^o of phase shift is recorded. The scope plots were captured using a LeCroy 44x Wavesurfer. The final scope plot used a x1 probe with the trigger set to HF reject.

OPA227 Av=50dB @ 2.2 kHz

OPA227 Av=50dB @ 22 kHz

OPA227 Av=50dB @ 220 kHz

FICHES DE TRAVAIL CONNEXES :

• Summer and Subtractor OpAmp Circuits Worksheet

• Inverting and Noninverting OpAmp Voltage Amplifier Circuits Worksheet